DSP- เฉลี่ยเคลื่อนที่ กรอง การออกแบบ

DSP- เฉลี่ยเคลื่อนที่ กรอง การออกแบบ

Forex- centralstationen - สตอกโฮล์ม - c¶öppettider
ได้รับการรับรอง ไบนารี ตัวเลือก
Forex -trading- กลยุทธ์   part01 - RAR


ชี้แจง เคลื่อนไหว เฉลี่ย -book Forex- อัตรา ธันวาคม - 31-2012 Forex- ตัวเลือก โต้ตอบ โบรกเกอร์ Forex- ตลาด ระยะเวลา ใน ปากีสถาน Forex การเรียนรู้ ออนไลน์ Forex- trgovanje - Hrvatska

ในปีพ. ศ. 2541 ดิฉันมีช่วงเวลาพิเศษในขณะที่คนอื่นกำลังอ่านหนังสือสอบปลายภาคสุดท้ายของโรงเรียนมัธยมปลายและเข้าสู่การประมวลผลสัญญาณดิจิทัล ฉันเขียนตามที่ฉันได้เรียนรู้และนี่คือผล ไม่สมบูรณ์ในสถานที่ แต่อาจใช้เป็นบทแนะนำที่ดีในโลกของ DSP เสียง ก่อนหน้านี้เอกสารฉบับนี้ถูกเรียกว่า Yehars digital sound processing tutorial สำหรับ braindead แต่ฉันได้เติบโตขึ้นจากอัตลักษณ์ของฉากในช่วงหลายปีที่ผ่านมา เพลิดเพลินไปกับศิลปะ ASCII ซึ่งเขียนขึ้นสำหรับผู้ที่ชื่นชอบการประมวลผลสัญญาณเสียงดิจิตอล (ตามชื่อ) และคนอื่น ๆ ที่ต้องการข้อมูลที่เป็นประโยชน์ในเนื้อหา หากคุณไม่ได้เป็นประสบการณ์ในการอ่านเชิงเส้นและประสบปัญหาตรวจสอบว่า theres บางอย่างเพื่อช่วยให้คุณออกในบทก่อนหน้านี้ ในผังการตอบสนองความถี่ของตัวกรองใช้เครื่องชั่งความถี่และขนาดเชิงเส้น การเปลี่ยนแปลงหน้าเว็บได้รับการออกแบบมาสำหรับเครื่องพิมพ์ขนาด 60 บรรทัด บทสับเปลี่ยนสมการ IIR เขียนขึ้นโดยพี่ชายของฉัน Kalle และขอบคุณ Timo Tossavainen สำหรับการแบ่งปันความรู้ DSP ของเขาคัดลอกและใช้ข้อความนี้ได้อย่างอิสระ โปรดสังเกตว่าตัวอย่างอาจหมายถึง (1) เสียงตัวอย่างหรือ (2) samplepoint ตัวอย่างข้อมูลเสียงคือตัวอย่างของกลุ่มตัวอย่างค่าแอมพลิจูดที่นำมาจากคลื่นเสียงที่เกิดขึ้นจริง อัตราการสุ่มตัวอย่างคือความถี่ของการถ่ายภาพ ตัวอย่างเช่นถ้าความถี่ 44100 มีตัวอย่าง 44100 รายการในหนึ่งวินาที นี่คือตัวอย่างของการสุ่มตัวอย่าง: เสียงต้นฉบับคือเส้นโค้งและ 0s เป็นจุดเก็บตัวอย่าง แนวเส้นตรงเป็นเส้นศูนย์ เสียงตัวอย่างสามารถแสดงความถี่ได้ถึงครึ่งตัว นี่เรียกว่าความถี่ Nyquist หลักฐานง่ายๆ: คุณต้องเก็บตัวอย่างไว้อย่างน้อยสองตัวอย่างต่อรอบคลื่นด้านบนและด้านล่างของคลื่นเพื่อให้สามารถสร้างใหม่ได้ในภายหลัง: ถ้าคุณพยายามที่จะรวมความถี่ Nyquist ไว้ในเสียงตัวอย่างทั้งหมดที่คุณได้รับ เป็นความผิดเพี้ยนพิเศษเมื่อปรากฏเป็นความถี่ต่ำ เสียงประกอบด้วยส่วนประกอบความถี่ พวกเขาทั้งหมดมีลักษณะเหมือนคลื่นไซน์ แต่มีความถี่ความถี่เฟสและแอมพลิจูดที่แตกต่างกัน ให้ดูที่ความถี่เดียว: ตอนนี้เราใช้ความถี่เดียวกันจากเสียงอื่นและสังเกตว่ามีความกว้างเท่ากัน แต่ตรงกันข้าม (หมุน 180 องศา) เฟส การผสานสองสัญญาณทำได้โดยการรวมเข้าด้วยกัน ถ้าเราทำเช่นเดียวกันกับคลื่นไซน์ทั้งสองนี้ผลลัพธ์จะเป็นดังนี้: จะเงียบ ถ้าเราคิดถึงกรณีอื่น ๆ ซึ่งความแตกต่างของเฟสน้อยกว่า 180 องศาเราจะได้รับคลื่นไซน์ที่ทุกเฟสติวัลและเฟสต่างกัน แต่มีความถี่เท่ากัน นี่เป็นวิธีการคำนวณเฟสและความกว้างของ sinewave ผลลัพธ์ แปลงความกว้างและเฟสเป็นจำนวนเชิงซ้อนที่มุมใดมุมหนึ่งและค่าสัมบูรณ์ของ amplitude ถ้าคุณทำเช่นนี้กับ sinewaves ทั้งคุณสามารถรวมกันเป็นตัวเลขที่ซับซ้อน ตามที่คุณเห็นระยะของคลื่นไซน์ใหม่คือ 45 องศาและแอมพลิจูด sqrt (1212) sqrt (2) ประมาณ 1.4 มันสำคัญมากที่คุณเข้าใจเรื่องนี้เพราะในหลาย ๆ กรณีมันเป็นเรื่องที่เป็นประโยชน์มากที่จะนำเสนอความกว้างและ ขั้นตอนของความถี่เป็นจำนวนเชิงซ้อน เมื่อเพิ่มตัวอย่างเสียงสองชุดเข้าด้วยกันจริง ๆ แล้วคุณอาจลบความถี่บางส่วนออกซึ่งมีขั้นตอนตรงข้ามและเท่ากัน ความกว้างเฉลี่ยของเสียงที่เกิดขึ้นคือ (สำหรับต้นฉบับที่เป็นอิสระ) sqrt (a2b2) โดยที่ a และ b คือค่าแอมพลิจูของสัญญาณต้นฉบับ การใช้ฟิลเตอร์หลักคือการขยายขอบเขตของความถี่ในเสียง ตัวอย่างเช่นตัวกรอง lowpass จะปิดเสียงส่วนประกอบความถี่ทั้งหมดที่อยู่เหนือความถี่ตัดสัญญาณกล่าวคือคูณค่าแอมพลิจูดด้วย 0 ซึ่งจะช่วยให้ความถี่ทั้งหมดที่อยู่ต่ำกว่าความถี่ตัดความถี่ที่ไม่ได้ทำดังกล่าว ถ้าคุณตรวจสอบพฤติกรรมของตัวกรอง Lowpass โดยการขับคลื่นไซโคลนต่างๆที่มีความถี่ต่างกันไปและวัดการขยายสัญญาณคุณจะได้รับการตอบสนองตามระดับความถี่ นี่คือพล็อตกราฟการตอบสนองความถี่ขนาดของตัวกรอง Lowpass: ความถี่อยู่ในแกนและการขยายตัวบนแกน ดังที่คุณเห็นการขยายความถี่ (ความถี่) ที่ความถี่ต่ำกว่าความถี่ตัดเป็น 1 ดังนั้น amplitudes ของพวกเขาจะไม่ได้รับผลกระทบในทางใด ๆ แต่ amplitudes ความถี่เหนือความถี่ cutoff ได้คูณด้วยศูนย์ดังนั้นพวกเขาจึงหายไป ตัวกรองจะไม่เพิ่มส่วนประกอบความถี่ใหม่ ๆ ลงในเสียง พวกเขาสามารถขยายขอบเขตของความถี่ที่มีอยู่แล้วได้ ตัวอย่างเช่นหากคุณมีตัวอย่างที่เงียบสนิทคุณจะไม่สามารถรับเสียงใด ๆ จากการกรองได้ นอกจากนี้หากคุณมีตัวอย่างคลื่นซายน์และกรองข้อมูลผลลัพธ์จะยังคงเป็นคลื่นไซน์เหมือนกัน แต่อาจมีความกว้างและเฟสต่างกันโดยไม่มีความถี่อื่น ๆ ปรากฏขึ้น ผู้เชี่ยวชาญไม่เคยเบื่อที่จะเตือนเราถึงความสำคัญของการไม่ลืมช่วงเวลา ส่วนประกอบความถี่ในเสียงมีขอบเขตและ ขั้นตอน ถ้าเราใช้คลื่นไซน์และคลื่นโคไซน์เราจะเห็นว่ามันมีลักษณะเหมือนกัน แต่มีความแตกต่างของเฟสของ pi2 ซึ่งเป็นหนึ่งในสี่ของวัฎจักรเต็มรูปแบบ นอกจากนี้เมื่อคุณเล่นพวกเขาเสียงเหมือนกัน แต่ลองสวมชุดหูฟังและเล่นคลื่นไซน์บนช่องซ้ายและคลื่นโคไซน์ในช่องขวา ตอนนี้คุณได้ยินความแตกต่างเฟสตัวเองไม่ได้มีข้อมูลที่สำคัญสำหรับเราดังนั้นจึงไม่ได้ยิน แต่ความแตกต่างเฟสของความถี่ระหว่างสองหูสามารถใช้ในการประมาณตำแหน่งของต้นกำเนิดของเสียงเพื่อให้ได้ยิน ตัวกรองมีการตอบสนองต่อความถี่ขนาด แต่พวกเขายังมีการตอบสนองความถี่เฟส นี่เป็นตัวอย่างของเส้นโค้งที่อาจมาจากตัวกรองสัญญาณ Lowpass: ถ้าคุณกรองเสียงค่าจากการตอบสนองความถี่เฟสจะเพิ่มลงในเฟสของความถี่ของเสียงต้นฉบับ เส้น (เส้นตรง) เป็นระยะเช่นเดียวกับความล่าช้าธรรมดาแม้ว่าอาจดูป่าในพล็อตถ้ามันไปหลายรอบ ถ้าตัวกรอง lowpass ของคุณไม่มีการตอบสนองความถี่เชิงเส้นคุณไม่สามารถเปลี่ยนเป็นตัวกรอง highpass โดยการลบผลลัพธ์ออกจากต้นฉบับโดยให้ความล่าช้าเท่ากัน คณิตศาสตร์เชิงซ้อนกับตัวกรองการตอบสนองของตัวกรองสำหรับความถี่เดียวสามารถแสดงเป็นจำนวนเชิงซ้อนซึ่งมุมคือการตอบสนองของเฟสของตัวกรองและค่าสัมบูรณ์ของการตอบสนองของขนาด เมื่อคุณใช้ตัวกรองกับเสียงคุณจะทำทวีคูณที่ซับซ้อนของส่วนประกอบความถี่ทั้งหมดในเสียงตามค่าตอบสนองของตัวกรองที่สอดคล้องกัน (อ่านบทการเพิ่ม sinewaves สองเส้นเข้าด้วยกันหากพบว่าเข้าใจได้ยาก) ตัวอย่าง: การตอบสนองของตัวกรองคือ (0,1) ที่ 1000Hz คุณกรองคลื่นซายน์ด้วยข้อมูลแอมป์เฟสแอมป์ที่แสดงเป็นจำนวนเชิงซ้อน (0,1) ซึ่งมีความถี่เดียวกันกับ: เฟสของคลื่นซายน์หมุนไป 90 องศา ไม่มีการเปลี่ยนแปลงในแอมพลิจูด การรวมตัวกรองการตอบสนองที่รวมกันของตัวกรองทั้งสองแบบนี้เป็นอนุกรมคือการตอบสนองของ A คูณด้วยการตอบสนองของ B (ตัวเลขที่ซับซ้อนเช่นเคย) หากคุณจำเป็นต้องทราบการตอบสนองของขนาดเท่านั้นคุณสามารถคูณค่าสัมบูรณ์ได้ ในภาพทั้งสองตัวกรองจะรับอินพุทจากแหล่งเดียวกัน ผลลัพธ์ของพวกเขาจะถูกเพิ่มเข้าด้วยกันแล้วจึงเป็นผลลัพธ์สุดท้าย ตอนนี้คุณต้องใช้การเพิ่มเติมในการแก้การตอบสนองรวมกัน ตัวกรอง FIR มีความตรงไปตรงมาและเข้าใจง่ายขึ้น การตอบสนองของแรงเสียดทานที่แน่นอนหมายความว่าเมื่อฟิลเตอร์ป้อนข้อมูลยังคงเป็นศูนย์เป็นเวลาหนึ่งเอาต์พุตของตัวกรองยังเป็นศูนย์ ตัวกรองการตอบสนองต่ออิมพัลส์ไม่อิ่มตัวเต็มที่หลังจากที่ปิดอินพุท แต่จะเงียบและเงียบลง ตัวกรอง FIR ขั้นพื้นฐานอาจเป็น: ที่ input หมายถึงค่าตัวอย่างป้อนเข้าตัวกรอง ในกรณีนี้ผู้คนจะพูดถึงตัวกรองการแตะ 3 ตัว ขึ้นอยู่กับค่าสัมประสิทธิ์ (a0, a1, a2) ว่าตัวกรองนี้จะทำอย่างไรกับเสียง การเลือกค่าสัมประสิทธิ์เป็นส่วนที่ยากที่สุดและเข้ากันดีกว่าในภายหลัง ในการออกแบบตัวกรองของคุณคุณต้องเข้าใจคณิตศาสตร์บางส่วนที่อยู่เบื้องหลังและรู้วิธีการที่ถูกต้อง ในตัวอย่างตัวกรองด้านบนจะใช้ค่าอินพุตที่ผ่านมาเท่านั้น ในตัวกรองแบบเรียลไทม์นี่เป็นข้อกำหนดเนื่องจากคุณไม่ทราบข้อมูลอินพุตในอนาคต ในตัวแก้ไขตัวอย่างและเช่นคุณไม่ได้มีข้อ จำกัด นี้เนื่องจากคุณมีข้อมูลการป้อนข้อมูลทั้งหมดพร้อมเมื่อคุณเริ่มต้น หากตัวกรองของคุณคือ: และคุณต้องใช้เวอร์ชันเรียลไทม์เพียงแค่แปลงเป็น: ข้อแตกต่างเพียงอย่างเดียวคือความล่าช้าหนึ่งตัวอย่างในตัวกรองเรียลไทม์ ตัวกรอง IIR ยังใช้ค่าผลลัพธ์ก่อนหน้าในการสร้างเอาต์พุตปัจจุบัน นี่เป็นตัวอย่างง่ายๆ: นี่อาจเรียกว่า 3 อินพุท, เอาท์พุทกรอง 3 เอาท์พุท ตัวกรอง IIR ไม่สามารถใช้ค่าเอาท์พุทได้ในอนาคตเพราะยังไม่มีการใช้งานอยู่จริงสามารถใช้ตัวกรอง IIR เดียวกันได้หลายวิธี บางคนอาจจะเร็วกว่าวิธี input-output-and-coefficients ตามปกติ อย่างไรก็ตามทุกตัวกรอง IIR สามารถเขียนได้ในแบบฟอร์มนี้และต้องใช้ในการออกแบบตัวกรองและการตรวจสอบการคำนวณ การตอบสนองต่ออิมพัลส์ (สิ่งที่ตัวกรองจะทำกับอิมพัลจุดหนึ่ง) ของตัวกรอง IIR มักจะดูมากหรือน้อยเช่นนี้ใน sampledata: ตัวกรอง IIR ที่ออกแบบมาไม่ดีบางตัวไม่เสถียร ส่งผลให้ ouput ดังและดังขึ้นแทนที่จะเงียบและเงียบ ตัวอย่างง่ายๆคือ: output (t) input (t) 2output (t-1) ทันทีที่ได้รับข้อมูลการป้อนข้อมูลจะได้รับบ้า ประเภทตัวกรองที่อธิบายข้างต้นประมวลผลตัวอย่างข้อมูลตามตัวอย่าง ไม่เช่นนั้นถ้าคุณใช้ตัวกรองของคุณโดยใช้ FFT Fast Fourier Transformation FFT มักจะทำงานบนชิ้นของความยาว 2n ขั้นแรกคุณควรเตรียมการตอบสนองของตัวกรองตามแผน จากนั้นแปลงข้อมูลโดยใช้ FFT เป็นข้อมูลสเปกตรัม - ตัวเลขที่ซับซ้อนแทนเฟสและแอมพลิจูดของส่วนประกอบความถี่ ส่วนประกอบเหล่านี้เรียกว่าถังเนื่องจากความถี่ของพวกเขาคงที่และมีการกระจายอย่างเท่าเทียมกันและหากข้อมูลต้นฉบับมีความถี่ระหว่างใด ๆ ความถี่พลังงานส่วนใหญ่ของความถี่ดังกล่าวจะกระจายอยู่ในถังขยะใกล้เคียง ตอนนี้คุณ FFT ยังมีข้อมูลตัวอย่างที่คุณต้องการกรองและคูณถังความถี่ที่เกิดกับผู้ที่อยู่ในตัวกรอง IFFT (Inverse FFT) ใช้เพื่อแปลงข้อมูลเป็นกลุ่มตัวอย่างข้อมูลที่ผ่านการกรองแล้ว ดังนั้นการคูณสองข้อมูลโดเมนความถี่ทำให้เกิดการรวมกันของข้อมูลโดเมนสองช่วง อย่างไรก็ตามมีการจับสัญญาณ FFT: FFT ทำงานกับสัญญาณเป็นระยะ ๆ นั่นคือถ้าคุณมีการตอบสนองของตัวกรองฟิลเตอร์ตราบเท่าที่ชิ้น FFT ข้อมูลตัวอย่างที่ไม่ใช่ศูนย์ในช่วงกลางของส่วน FFT จะส่งผลให้เกิดการห่อหุ้มหาง ของตัวกรองรอบขอบเขต FFT เพื่อหลีกเลี่ยงปัญหานี้คุณสามารถใช้ FFT ได้สองครั้งตราบเท่าที่การตอบสนองของตัวกรองและเมื่อทำ FFT กับข้อมูลตัวอย่างให้เติมบัฟเฟอร์อินพุต FFT เพียงครึ่งเดียวและตั้งค่าที่เหลือให้เป็นศูนย์ สำหรับอินพุตที่ยาวขึ้นคุณจะประมวลผลข้อมูลใน chunks แบบนั้นและเพิ่มส่วนที่กรองด้วยกัน วิธีนี้เรียกว่าเมธอดซ้อนทับ อีกทางเลือกหนึ่งคือซ้อนทับ - ประหยัด (มองขึ้นถ้าคุณต้องการ) FFT สามารถใช้เพื่อวิเคราะห์ความถี่ของข้อมูลตัวอย่างด้วยเหตุผลใดก็ได้ หากคุณเพียงแค่ใช้ตัวอย่างข้อมูลตัวอย่างก็มีขอบคมซึ่งไม่ดีสำหรับ FFT ฟังก์ชั่น Windowing ถูกใช้เพื่อทำให้ขอบเรียบขึ้น โคไซน์ที่เพิ่มขึ้น cos (xpi2) 2 ​​เป็นฟังก์ชันหน้าต่างที่เป็นไปได้ ที่นี่คุณจะเห็นสิ่งที่เกิดขึ้นเมื่อคุณใช้ฟังก์ชัน windowing ดังกล่าวกับข้อมูลตัวอย่าง: บางครั้ง (การสุ่มจับสัญญาณใหม่ความล่าช้าที่กำหนดไว้อย่างแม่นยำ) คุณจำเป็นต้องรับ samplevalues ​​จากระหว่างจุดที่เป็นที่รู้จัก Thats เมื่อคุณต้องการแก้ไข หากคุณไม่ได้ interpolate และทิ้งส่วนที่เป็นเศษส่วนของ sampleoffset ของคุณคุณจะได้รับความผิดเพี้ยนของความถี่สูงมาก: ในตัวอย่าง samplepoints ดั้งเดิมพยายามแสดงคลื่นไซน์ ใกล้กับเส้นโค้ง interpolated เป็นคลื่นไซน์ที่ดีกว่าขั้นตอนวิธีการแก้ไขเป็น วิธีการแก้ไขที่เรียบง่ายคือการสอดแทรกเชิงเส้น เส้นตรงจะถูกวาดระหว่างสองจุดที่อยู่ติดกัน: ยังคงดูค่อนข้างหงุดหงิดเป็นคลื่นไซน์ อย่างไรก็ตามการปรับปรุงที่ไม่มีการรบกวนเป็นสำคัญ มีข้อเสียเปรียบ - ความถี่ที่ต่ำกว่าความถี่ของ Nyquist จะลดทอนลงได้มากกว่าที่ไม่มีการแก้ไข นี่คือสูตรสำหรับการแก้ไขเชิงเส้น: new old (int) (old (int1) -old (int)) fract โดยที่ int หมายถึงส่วนที่เป็นจำนวนเต็มของการชดเชยตัวอย่างและเศษส่วนที่เป็นเศษส่วน ขั้นตอนถัดไปอาจเป็นเส้นโค้ง Hermite ซึ่งทำให้ทุกอย่างมีคุณภาพดีกว่าการแก้ไขเชิงเส้นด้วยการแก้ไขเชิงเส้นคุณจำเป็นต้องทราบ 2 จุดตัวอย่างในเวลาเพื่อให้สามารถวาดเส้น ด้วยเส้นโค้ง Hermite จำนวนคือ 4 เส้นโค้งการสอดแทรกผ่านจุดกึ่งกลาง 2 จุดและจุดที่ 1 และ 4 ใช้ในการสร้างเส้นโค้ง สูตรเป็นลูกบาศก์: และนี่คือที่ที่ a, b, c, d ได้รับการแก้ไขจาก: การแก้ไขที่สมบูรณ์แบบยังมีอยู่ โดยการแทนที่จุดตัวอย่างทั้งหมดด้วยเส้นโค้ง sinc ที่ปรับขนาดได้อย่างถูกต้อง sin (pi x) (pi x) และโดยการรวมเข้าด้วยกันคุณจะได้รับการแก้ไขที่สมบูรณ์แบบและสมบูรณ์แบบ นี่เป็นหนึ่งใน samplepoints ที่ถูกแทนที่ด้วยเส้นโค้ง sinc curve: เส้นโค้งของสังกะสีมีความยาวไม่สิ้นสุดดังนั้นคุณต้องใช้ samplepoints ทั้งหมดในการคำนวณค่า interpolated หนึ่งค่า วิธีแก้ปัญหาในทางปฏิบัติคือการ จำกัด จำนวนตัวอย่างที่จะพูด 1000 แต่จะช้าเกินไปสำหรับแอพพลิเคชันแบบเรียลไทม์ แต่จะให้ความถูกต้องมาก ถ้าคุณยืนยันที่จะใช้ sinc ในอัลกอริทึมการแก้ไขแบบเรียลไทม์ให้ลองใช้ฟังก์ชัน windowing และตัวเลขต่ำ (อย่างน้อย 6) ของเส้นโค้ง sinc การลดลงการสุ่มตัวอย่างถ้าคุณต้องการ downsample (ลด samplerate) ขั้นแรกคุณต้องกรองความถี่ Nyquist ข้างต้นหรือจะปรากฏเป็นความผิดเพี้ยนในตัวอย่างที่สุ่มตัวอย่าง ในขั้นตอนของการออกแบบตัวกรองคุณมักจะต้องทำการประนีประนอม หากต้องการมีขอบคมหรือแนวลาดชันในการตอบสนองของขนาดคุณจะต้องใช้ตัวกรองที่มีขนาดใหญ่และช้า กล่าวได้ว่าตัวกรองที่มีจำนวนก๊อกต่ำมักมีการตอบสนองต่อระดับความลาดเอียงเล็กน้อย ในกรณีของตัวกรอง IIR ขอบที่คมชัดในขนาดมักหมายถึงการตอบสนองความถี่ที่น่าเกลียด (ไม่เชิงเส้นมาก) และการตอบสนองระยะใกล้ถึงเชิงเส้นการตอบสนองของขนาดที่ลาดเอียง เมื่อใช้ตัวกรอง FIR การพยายามสร้างขอบคมมากอาจทำให้เกิดการโบกนิ้วในระดับความดังของความถี่ในบริเวณใกล้เคียง ตัวกรอง IIR เหมาะสำหรับงานประจำแบบเรียลไทม์เนื่องจากมีคุณสมบัติที่รวดเร็วสมบัติของพวกเขา (เช่นความถี่ตัด) สามารถเปลี่ยนได้อย่างรวดเร็วในระหว่างการดำเนินการและดูเหมือนว่าตัวกรองอนาล็อกแบบจริง ) การตอบสนองเฟสไม่ต่อเนื่องของตัวกรอง IIR มักจะไม่สำคัญ สามารถใช้ตัวกรอง FIR ได้ที่เฟรมเชิงคุณภาพและเชิงเส้นมีความสำคัญตัวอย่างเช่นในโปรแกรมแก้ไขตัวอย่าง คนที่กรองสัญญาณอื่นนอกเหนือจากเสียงมักต้องการการตอบสนองความถี่เชิงเส้น ด้วยสัญญาณสเตอริโอจำเป็นต้องมีการเปลี่ยนแปลงเฟสเดียวกันบนช่องสัญญาณซ้ายและขวา ตัวกรองบางตัวและการตอบสนองต่อขนาดของคลื่นที่เก๋เก๋: ถ้าคุณมีโปรแกรมการคำนวณสัญลักษณ์ฉันขอแนะนำให้คุณใช้ในการคำนวณเชิงกลเพียงเพื่อทำให้ชีวิตคุณง่ายขึ้น มาเป็นโปรแกรม DOS เก่า แต่ก็ยังมีประโยชน์มาก เสียงสีขาวเสียงสีขาวหมายถึงการจัดเรียงของสัญญาณรบกวนที่มีคลื่นแม่เหล็กไฟฟ้า คุณสามารถสร้างได้โดยใช้ตัวเลขสุ่มเป็น samplevalues ถ้าคุณต้องการทราบการตอบสนองความถี่ของตัวกรองให้ใช้กับตัวอย่างเสียงสีขาวนาน ๆ และเรียกใช้การวิเคราะห์สเปกตรัมที่เอาท์พุท สิ่งที่คุณเห็นคือการตอบสนองต่อความถี่ของตัวกรอง อีกวิธีหนึ่งคือการส่งแรงกระตุ้นแบบหนึ่งตัวอย่างซึ่งเดิมมีคลื่นแบน แรงกระตุ้นมีลักษณะเช่นนี้ใน sampledata: 0, 0, 0, 0, 1, 0, 0, 0, 0 - ซึ่งเป็นแรงกระตุ้นที่อยู่ตรงกลาง จากข้อสองสิ่งที่กระตุ้นคือเร็วกว่า แต่การใช้เสียงสีขาวสามารถให้ผลลัพธ์ที่ดูสะอาดกว่าเพราะข้อผิดพลาดจะมองเห็นได้น้อยลง ด้วยเหตุผลเดียวกันนี้เมื่อคุณดูวิดีโอภาพนิ่งจะมีหิมะตกมากกว่าภาพที่กำลังทำงานอยู่ การวิเคราะห์สเปกตรัมในตัวอย่างที่ยาวจะทำโดยแบ่งเป็นชิ้นเล็ก ๆ วิเคราะห์แยกกันและใช้ค่าเฉลี่ยของการวิเคราะห์ทั้งหมด ตัวเลือกส่วนบุคคลของฉันที่นี่จะเป็นโปรแกรม Cool Edit 96 ซึ่งใช้สำหรับ Windows วิธี Pole-zero เป็นวิธีที่ง่ายที่สุดในการออกแบบตัวกรอง IIR ที่รวดเร็วและเรียบง่าย เมื่อคุณได้เรียนรู้แล้วคุณจะสามารถออกแบบตัวกรองได้ด้วยตัวเอง นี่เป็นเครื่องบิน Z - complex ที่ใช้ในวิธีขั้ว - ศูนย์: ลองนึกภาพความถี่ที่จะห่อรอบวงกลม ที่มุม 0 เรามี 0Hz ที่ pi2 เรามี samplerate4 ที่ pi เรามี samplerate2 ความถี่ Nyquist คุณไม่ควรสนใจเกี่ยวกับความถี่ที่สูงขึ้นเนื่องจากจะไม่ปรากฏในสัญญาณ แต่อย่างไรก็ตามที่ 2pi (full cycle) เรามีความถี่ในการสุ่มตัวอย่าง ดังนั้นถ้าคุณใช้ความถี่การสุ่มตัวอย่าง 44100 Hz, 0 Hz จะอยู่ที่ (1,0), 11025 Hz ที่ (0,1) และ 22050 Hz ที่ (-1,0) สิ่งที่เป็นขั้วและศูนย์คือสิ่งเล็ก ๆ น่ารักที่คุณสามารถวางบนเครื่องบิน Z เช่นนี้มีกฎบางอย่างที่คุณต้องจำ เสาต้องอยู่ภายในวงกลมหน่วยเสมอไม่เคยอยู่นอกหรือบน สามารถใส่เลขศูนย์ได้ทุกแห่ง คุณสามารถใช้จำนวนขั้วและศูนย์ได้ แต่ต้องมีคู่ผันถ้าไม่อยู่ในแกน คู่ผกผันหมายความว่าถ้าคุณใส่ค่าเป็นศูนย์ไปที่ (0.6, 0.3) คุณต้องใส่ค่าศูนย์อีกค่าหนึ่งไปที่พิกัด conjugate (0.6, -0.3) และสิ่งเดียวกันกับขั้ว แต่เฮ้เสาและศูนย์ทำอะไร DO เสาขยายความถี่ลดศูนย์ ยิ่งเสาใกล้เคียงกับความถี่มากเท่าไร (ในวงกลมหน่วยความจำ) ยิ่งได้รับความนิยมมากขึ้นเท่านั้น ใกล้ศูนย์เป็นความถี่ที่มากขึ้นจะได้รับ attenuated ศูนย์บนวงกลมหน่วยสมบูรณ์ mutes ความถี่ที่มันนั่งอยู่บน ตอนนี้อาจเป็นเวลาที่เหมาะสมในการทดลองใช้ตัวคุณเอง มีโปรแกรมออกแบบตัวกรองฟรีที่อนุญาตให้คุณเล่นกับขั้วและศูนย์ได้ ผู้สมัครคนหนึ่งอาจเป็น: QEDesign 1000 สาธิตสำหรับ Windows อยู่ที่ไหนสักแห่งบนอินเทอร์เน็ตคุณจะพบมัน การออกแบบตัวกรอง bandpass ตัวกรองที่ง่ายที่สุดที่ออกแบบโดยใช้ pole-zero เป็นตัวกรอง bandpass ต่อไปนี้: เสาขยายความถี่เพื่อให้คุณสามารถสรุปได้ว่าความถี่ที่ขยายมากที่สุดคือหนึ่งที่อยู่ในมุมเดียวกันกับเสา และคุณเกือบจะถูกต้องปัญหาเดียวมาจากเสา conjugate ซึ่งยังช่วยให้การขยายตัวของตัวเอง ผลที่ได้คือมุมใกล้กับ 0 และ pi ซึ่งระยะห่างระหว่างขั้วทั้งสองมีค่าน้อยที่สุด แต่อย่าปล่อยให้เรื่องนี้สับสนคุณดีกลับไปได้ในภายหลัง มุมของขั้วจะกำหนดความถี่ passband Whats ผลของค่าสัมบูรณ์ (รัศมี) แล้วตามที่ระบุไว้เสาขยายความถี่และการขยายจะแข็งแรงขึ้นเมื่อขั้วอยู่ใกล้กับความถี่ ในแถบกรอง bandpass ของเราการเพิ่มรัศมีของขั้วโลกทำให้การตอบสนองของขนาดใหญ่ขึ้นและแคบลงมากขึ้นตามที่คุณเห็นที่นี่: ตำแหน่งของขั้ว: สัญญาณตอบสนองความยาวคลื่นที่สอดคล้องกัน (normalized): ให้เรียกรัศมี r จากนี้ (บางท่านอาจจำตัวอักษร q จากฟิลเตอร์แบบอนาล็อกและเรโซแนนซ์ได้เช่นกัน) ในกรณีนี้เรามีข้อ จำกัด : 0 r lt 1 เนื่องจากขั้วต้องอยู่ภายในวงกลมหน่วย ดังนั้นการเปลี่ยนแปลง r การเปลี่ยนแปลงความสูงชัน, เสียงสะท้อน เสียงสะท้อนนี้ไม่ใช่เรื่องมหัศจรรย์เพียงความถี่เดียวที่ขยายตัวมากกว่าคนอื่น ๆ จากขั้วและศูนย์เพื่อกรองค่าสัมบูรณ์มีฟังก์ชันการถ่ายโอนข้อมูล: โดยที่ z คือความถี่ในรูปแบบพิกัดวงกลม (complex) ห่อหุ้มรอบหน่วย H (z) ให้การตอบสนอง (ซับซ้อน) ของตัวกรองที่ความถี่ z P1, p2, p3 และอื่น ๆ เป็นตำแหน่งของเสาและ z1, z2, z3 เป็นต้นตำแหน่งของศูนย์ A0 เป็นค่าสัมประสิทธิ์การป้อนข้อมูลตัวแรกของตัวกรอง นี่คือสูตรการกรอง IIR อีกครั้งในกรณีที่คุณลืม: ตัวกรอง bandpass ของเรามีเพียงเสาเดียวและคู่สังเกตุของมันเราจึงสามารถทำให้ฟังก์ชันการถ่ายโอนง่ายขึ้นและแทนที่ p1 และ p2 ด้วยพิกัดของเสาคอนจูเกต: ให้ divisor มองใกล้ พูดถึง: พลังของ z นี่เป็นดัชนีของเอาท์พุทของตัวกรอง: เรารู้วิธีคำนวณค่าสัมประสิทธิ์ด้านเอาต์พุตจากตำแหน่งของขั้ว: OK ให้บอกความถี่ passband ที่ Z-plane ที่ตำแหน่ง ph: ขั้วโลกอยู่ที่มุมเช่นเดียวกับความถี่บนวงกลมหน่วย แต่มีรัศมี r ดังนั้นตอนนี้เรารู้ว่าตำแหน่งของขั้วขึ้นกับความถี่เราสามารถเขียนค่าสัมประสิทธิ์ด้านเอาต์พุตได้: แต่เราไม่ควรลืมการจ่ายเงินปันผล (ของฟังก์ชันการถ่ายโอนข้อมูล) ซึ่งอำนาจของ z เป็นดัชนีที่ป้อนข้อมูลของตัวกรอง : ต้องเพิ่มสิ่งที่เราได้แก้ปัญหามาจากฝั่งที่ผลิตแล้ว: ต่อไปเราต้องตัดสินใจว่าจะใส่อะไรลงใน a0 นี่เรียกว่า normalization จุดประสงค์ของ a0 คือวัดขนาดเอาท์พุทของตัวกรอง ในตัวกรอง bandpass ของเราเราต้องการการขยายที่ความถี่ passband จะเป็น 1 ดังนั้นเราจึงสามารถเขียนสมการได้นั่นคือตอนนี้ filter พร้อมแล้ว: การปรับปรุง bandpass filter แบบง่ายๆเราสามารถชดเชยผลของ conjugate pole โดยการเพิ่ม ศูนย์บนแกนระหว่างขั้ว ตัวอย่างเช่นถ้าเรามีขั้วที่พิกัด (0.6, 0.5) และ (0.6, -0.5) ให้ใส่ค่าเป็นศูนย์ที่ (0.6, 0): ฟังก์ชันการถ่ายโอนข้อมูลสำหรับค่านี้คือ: ค่าสัมประสิทธิ์ด้านเอาต์พุตจะเหมือนกันกับก่อน . ค่าสัมประสิทธิ์ด้านอินพุตสามารถแก้ไขได้ดังนี้: ในกรณีที่คุณต้องการใช้ตัวกรองนี้คุณควรสามารถทำตัวให้เป็นมาตรฐานได้ด้วยตัวเอง ฉันไม่ได้ทำที่นี่ คำพูดของภูมิปัญญาเป็นเรื่องง่ายที่จะทำให้ไส้กรองมีประสิทธิภาพมากขึ้น: เสาสองชั้นและศูนย์ทั้งหมด การตอบสนองต่อความถี่ของตัวกรองใหม่คือสี่เหลี่ยมจัตุรัสเก่า มีวิธีที่ดีกว่า แต่นี่เป็นวิธีที่ง่ายที่สุด ถ้าคุณใส่ศูนย์ลงบนเสาคุณจะแก้ทั้งสองส่วน เสาด้านนอกวงกลมหน่วยทำให้ตัวกรองกลายเป็นไม่เสถียร เสาบนวงกลมของหน่วยอาจเปลี่ยนฟิลเตอร์เป็นออสซิลเลเตอร์ จำนวนขั้วและศูนย์หมายถึงจำนวนมากของก๊อก ค่าสัมผัสส่งผลต่อค่าสัมประสิทธิ์การป้อนข้อมูล เสาและศูนย์ต้องมีคู่ conjugate เนื่องจาก youd รับค่าสัมประสิทธิ์ตัวกรองที่ซับซ้อนและดังนั้นสัญญาณผลลัพธ์ที่ซับซ้อน ด้วยค่า r ต่ำความถี่ที่กว้างที่สุดจะไม่ได้อยู่ที่มุมเท่ากันกับเสาเพราะมีผลต่อขั้ว conjugate ลองแยกแยะความแตกต่างของขนาดถ้าคุณต้องการความแม่นยำแน่นอน ตัวกรอง IIR ที่ไม่มีขั้วคือตัวกรอง FIR 0 r lt 1 ใช้เสมอ Bandpass with r อ่านบทที่ IIR filter design โดยใช้วิธีขั้ว - ศูนย์ รอยบากกับ r ยิ่งสูงเท่าไร stopband จะแคบลง Lowpass with r สามารถทำได้หลายวิธีด้วยกันคือยิ่งสูงเท่าไร ตัวกรองสัญญาณ Lowpass แบบเรโซแนนซ์เป็นตัวกรองชนิดที่ใช้บ่อยที่สุดในการสังเคราะห์ Allpass with r Highpass with R Impulse, sinc ถ้าคุณอ่านเกี่ยวกับ interpolation sinc ในบทการปรับค่าเสียงตัวอย่างคุณจะรู้ได้ว่าคุณสามารถแทนที่ peak ตัวอย่าง (impulse) ใน sampledata ด้วยฟังก์ชัน sinc ที่ถูกยืดออกอย่างถูกต้อง ยืดอย่างถูกต้องหมายถึง amplitudesinc (t) เมื่อคุณเรียกใช้การวิเคราะห์สเปกตรัมด้วยแรงกระตุ้นคุณจะได้รับคลื่นแบนที่มีขีด จำกัด บนที่ samplerate2 ความถี่ Nyquist เนื่องจากแรงกระตุ้นของ sinc นี่เป็นสเปกตรัมของ sinc: คุณสามารถสรุปได้ว่าคุณจะได้รับฟังก์ชัน sinc ถ้าคุณรวมความถี่ทั้งหมดจาก 0 เป็น SR2 และหารผลรวมตามจำนวนความถี่เพื่อให้สมการ sinc (0) 1 และคุณจะถูกต้อง จากการวิเคราะห์สเปกตรัมคุณรู้ว่าความถี่ทั้งหมดที่รวมกันมีขนาดเท่ากัน แต่ช่วงของพวกเขาที่จุดศูนย์กลางของการทำงานของซิงก์ของอิมพัลคือสมมาตรประมาณ x0 ดังนั้นโคไซน์จึงต้องทำด้วยความผาสุก ถ้าคุณทดสอบนี้มีประมาณ 100 cosines คุณจะได้ประมาณใกล้สวยของ sinc ผลรวมของความถี่ทั้งหมดตั้งแต่ 0 ถึง 1 (เทียบเคียงกับ SR2) หารด้วยจำนวนของพวกเขาสามารถเขียนเป็น: (ที่นี่ oo หมายถึงอนันต์) เมื่อทำข้างต้น x ต้องถูกแทนที่ด้วย pi t เพราะความยาวของบาปคือ 2 pi ซึ่งต้องขยายไปถึง 2 (ซึ่งเป็นความยาวคลื่นของความถี่ Nyquist ในตัวอย่าง) เปลี่ยนเฟสถ้าเราเปลี่ยน cosines ด้วย sines ลองใช้ Theres สูตรสากล (ซึ่ง btw ฉันคิดค้นตัวเอง) เราสามารถใช้: ตอนนี้ถ้าเราแทนที่ impulses ทั้งหมดในเสียงด้วยฟังก์ชันใหม่นี้เราจริงดำเนินการ การเปลี่ยนเฟสองศา -90 องศาสามารถทำได้โดยการสร้างตัวกรอง FIR ซึ่งมีค่าสัมประสิทธิ์นำมาจากฟังก์ชันใหม่นี้: (1-cos (pi t)) (pi t) แต่ในลำดับที่กลับกันโดยแทนที่ t กับ -t , ดังนั้นมันจึงกลายเป็น: (cos (pi t) -1) (pi t) นี่เป็นตัวอย่างที่อธิบายว่าเหตุใดจึงจำเป็นต้องใช้ -t แทน t: สมมติว่าคุณต้องการแทนที่แรงกระตุ้นทั้งหมดในสัญญาณด้วยลำดับ 1,2,3 ถ้าสัญญาณเข้าเป็น 0, 0, สามัญสำนึกบอกว่าควรจะเป็น 1,2,3 ถ้าคุณใช้เพียง 1,2,3 เป็นค่าสัมประสิทธิ์ในการกรองตามลำดับสัญญาณที่กรองจะกลายเป็น: ซึ่งไม่ใช่สิ่งที่คุณขอ แต่ถ้าคุณใช้สัมประสิทธิ์ 3,2,1 คุณจะได้ผลลัพธ์ที่ถูกต้อง Ok กลับไปที่ -90 องศาเฟสตัวกรอง เมื่อคุณเลือกค่าสัมประสิทธิ์ของตัวกรองจาก (cos (pi t) -1) (pi t) ที่ t0 คุณโชคร้ายได้หารด้วยศูนย์ หลีกเลี่ยงสิ่งนี้โดยการคำนวณขีด จำกัด t-gt0 บนกระดาษหรือด้วยการคำนวณทางคณิตศาสตร์ ถ้าคุณใช้สมองของคุณนิดหน่อยคุณสังเกตเห็นว่าเป็น 0 เนื่องจากสูตรตัวกรองเป็นผลรวมของ sin และ sin (0) 0 ดังนั้นที่ t0 มันเป็นผลรวมของ zeros เช่นเดียวกับ sinc ฟังก์ชันใหม่ของเราไม่มีสิ้นสุดดังนั้นต้องมีการประนีประนอมกับจำนวนก๊อก ซึ่งทำให้เกิดคลื่นในการตอบสนองของขนาดและการลดทอนของคลื่นความถี่ต่ำสุดและสูงสุด โดยการใช้ฟังก์ชั่น windowing กับค่าสัมประสิทธิ์คุณสามารถกำจัดคลื่น แต่ฉันไม่รู้อะไรที่จะช่วยในการลดทอนยกเว้นก๊อกเพิ่มขึ้น ฟังก์ชัน windowing ที่ใช้กับ FFT ทำงานที่นี่ด้วย ศูนย์กลางของฟังก์ชั่น windowing ต้องอยู่ที่ t0 และต้องยืดตัวเพื่อให้ขอบวางอยู่บนก๊อกแรกและครั้งสุดท้าย นอกจากนี้คุณยังสามารถได้รับการเปลี่ยนเฟสของมุมใดก็ได้: โปรดทราบว่าการย้อนกลับ t ได้ดำเนินการไปแล้วที่นี่ดังนั้นเราสามารถนำค่าสัมประสิทธิ์ได้โดยตรงจากสูตรนี้ ขีด จำกัด t-gt0 เป็น cos (a) ตามธรรมชาติเนื่องจาก cosines ทั้งหมดที่เพิ่มเข้าด้วยกันมีเฟสที่ x0 ในกรณีที่คุณยังไม่ทราบว่าแนวคิดหลักในการกรอง FIR คือการสร้างฟังก์ชันที่มีความถี่ที่คุณต้องการผ่านการกรอง amplitudes ของความถี่ในฟังก์ชั่นโดยตรงกำหนดความถี่ของการตอบสนองของตัวกรอง ขั้นตอนของความถี่กำหนดการตอบสนองของเฟส การเปลี่ยนค่าสัมประสิทธิ์เป็นสิ่งจำเป็นเฉพาะกับตัวกรองการเปลี่ยนเฟสเนื่องจากตัวกรองที่ไม่แนะนำการเปลี่ยนเฟสใด ๆ มีความสมมาตรประมาณ t0 การกำหนดช่วงความถี่รวมถ้าคุณใช้ sinc เป็นสูตรค่าสัมประสิทธิ์ของสูตรคุณจะไม่มีการกรองเพราะความถี่ทั้งหมดตั้งแต่ 0 ถึง Nyquist จะแสดงอย่างเท่าเทียมกันใน sinc ที่นี่คุณจะเห็นว่าคุณสามารถเลือกความถี่ที่จะนำเสนอในสูตรค่าสัมประสิทธิ์ของคุณ โปรดจำไว้ว่าเราได้รับ sinc จากตำแหน่งใดในอินทิเกรต, ขีด จำกัด บน (1x) แสดงความถี่สูงสุดที่รวม (1) และขีด จำกัด ล่าง (0x) ต่ำสุด (0) ดังนั้นถ้าคุณต้องการสูตรสำหรับตัวกรอง bandpass คุณสามารถเขียนได้ว่าด้านบนและด้านล่างเป็นความถี่ตัดในลักษณะที่ 1 หมายถึงความถี่ Nyquist และ 0 หมายถึง 0Hz ตอนนี้ใส่แค่ความถี่ใดก็ตามที่คุณต้องการคำนวณและแทนที่ x ด้วย (pi t) มีสูตรค่าสัมประสิทธิ์การกรองของคุณพร้อมแล้วตัวอย่างเช่นถ้าคุณต้องการสร้างตัวกรอง lowband lowband halfband (โดยปกติจะมีความถี่ cutoff ที่ samplerate4 เช่นเดียวกับความถี่ Nyquist 2): ในการสร้างตัวกรอง multi-band คุณสามารถรวมสูตรกรอง bandpass หลายตัวโดยการเพิ่ม พวกเขาด้วยกัน ตัวอย่างอีควอไลเซอร์ถ้าคุณต้องการปรับอีควอไลเซอร์ (ตัวกรองที่ช่วยให้คุณกำหนดขนาดสำหรับความถี่บางอย่าง) คุณอาจรวมสูตรสูตร bandpass จำนวนมากที่ขยายตามขนาดที่คุณต้องการสำหรับกลุ่มความถี่ นี่ทำให้คุณได้รับการตอบรับเป็นอย่างมากที่ดูราวกับว่ามันทำมาจากอิฐ: บางทีคุณอาจต้องการให้มีลักษณะเช่นนี้แทน: มีสามวิธีคือ วิธีแรกคือการใช้อิฐขนาดเล็กซึ่งหมายความว่าคุณแบ่งความถี่ออกเป็นส่วนที่แคบกว่าก่อนและใช้การแก้ไขเพื่อให้ได้ค่าความเข้มของตัวกรอง bandpass แคบใหม่ที่คุณรวมไว้ วิธีที่สองคือการกำหนดพหุนาม (เช่น ax3bx2cxd) ที่มีลักษณะที่ต้องการ (และที่ x1 หมายถึง freqSR2) และเพื่อให้การตอบสนองตามขนาดของตัวกรองของคุณทำตาม นี้เป็นไปได้ วิธีที่สามคือการเพิ่มสูตร bandpass ramp ตัวกรองหลายตัว ในการแก้ปัญหาการแก้ปัญหานี้ดูเหมือนว่าเส้นตรงที่วาดระหว่างความถี่ที่กำหนดไว้ติดกัน นี้ยังเป็นไปได้และในความคิดของฉันทางออกที่ดีที่สุด การตอบสนองของขนาดของพหุนามในคลื่น sinc ทั้งหมดคลื่นโคไซน์ที่เพิ่มเข้าด้วยกันมีขนาดเท่ากันตามที่คุณเห็นที่นี่ - ความถี่ทั้งหมดจะได้รับการปฏิบัติอย่างเท่าเทียมกัน: คุณสามารถเปลี่ยนแปลงได้โดยการวางฟังก์ชัน g () ที่กำหนดขอบเขตของคลื่นโคไซน์ ของความถี่ที่ต่างกัน: ถ้าฟังก์ชัน g (x) เป็นแบบ axb การคำนวณจะไปดังนี้: สำหรับตัวอย่างง่ายๆถ้าเราต้องการให้การตอบสนองของขนาดเป็นเส้นตรงเริ่มจาก 0 ที่ 0Hz และสิ้นสุดที่ 1 ที่ SR2 เรากำหนด g (x) x: และคำนวณสูตรสัมประสิทธิ์ของตัวกรองสำหรับกรณีนี้: ในกรณีอื่น ๆ เพื่อให้ได้สูตรสำหรับพหุนามเต็มรูปแบบให้คำนวณแต่ละคำ (axb) แยกกันและรวมผลลัพธ์ Bandpass magnitude-ramp นี่เป็นตัวอย่างของการตอบสนองความถี่ขนาดของตัวกรองทางลาด: ในการสร้างทางลาด bandpass คุณต้องกำหนดคำพหุนาม g (x) ที่อธิบายถึงความสำคัญของขนาดที่อยู่ภายในวงเงิน bandpass ขนาดเป็นเส้นตรงภายในขีด จำกัด ดังนั้นพหุนาม g (x) ต้องมีรูปแบบ cxd C และ d สามารถแก้ได้จากสมการ: โดยที่ x1 คือขีด จำกัด ความถี่ต่ำกว่าและ x2 สูงกว่า Y1 และ Y2 เป็นขนาดของความถี่ จำกัด โปรดจำไว้ว่านี่ x1 เท่ากับ frequencySR2 OK, นี่คือ c และ d แก้: G (x) cxd เป็นพหุนามและคุณรู้วิธีที่จะทำให้การตอบสนองของขนาดของคลื่นมีรูปร่างเหมือนกัน (การตอบสนองของขนาดของพหุนามพหุนาม) เป็นพหุนาม คุณยังทราบวิธีการรวมช่วงความถี่ที่ จำกัด ไว้เท่านั้น (ส่วนการกำหนดช่วงความถี่ที่รวมไว้) ในสูตรค่าสัมประสิทธิ์ของคุณ รวมความรู้นี้ไว้และคุณสามารถเขียนสูตรสัมประสิทธิ์สำหรับตัวกรอง bandpass ทางลาด: บันทึกเกี่ยวกับการปรับอีควอไลเซอร์ ถ้าปรับอีควอไลเซอร์เป็นเรียลไทม์ที่ปรับได้การคำนวณสูตรตัวกรองควอไลเซอร์แบบใหม่ด้วยฟังก์ชันตรีโกณมิติทั้งหมดอาจทำให้มีน้ำหนักมากเกินไป อาจเป็นการดีกว่าที่จะคำนวณค่าสัมประสิทธิ์สำหรับตัวกรองที่ทับซ้อนกันหลายตัวเช่นตัวควอไลเซอร์แบบสามช่องนี้: เมื่อคำนวณค่าสัมประสิทธิ์ของตัวควอไลเซอร์ทั้งหมดเพียงแค่เลือกค่าสัมประสิทธิ์ที่เกี่ยวข้องจากขนาดเหล่านี้ตามแถบเลื่อนควอไลเซอร์และผลรวม ถ้าคุณใช้ค่าสัมประสิทธิ์การกรอง FIR ของคุณโดยตรงจากสูตรตัวกรองของคุณคุณจะได้รับการตอบสนองระดับคลื่นหยักมาก เหตุผลง่ายๆคือจำนวนสัมประสิทธิ์ จำกัด แต่สูตรฟิลเตอร์ไม่ได้เป็นค่าที่ยังคงมีค่าที่ไม่ใช่ศูนย์นอกช่วงที่คุณใช้สำหรับค่าสัมประสิทธิ์ ฟังก์ชั่น windowing ช่วยให้ Not using a windowing function is the same thing as using a rectangular ( flat inside its limits) windowing function. Using a windowing function means that you multiply the values taken from your infinitely long filter formula by the corresponding values taken from your finitely long windowing function, and use the results as filter coefficients. Here are some windowing functions, and the produced magnitude responses of a FIR lowpass filter with a low number of taps, illustrated: As you see, the steeper the cutoff, the more waves you get. Also, if wed look at the magnitude responses in dB scale, wed notice that from the three, cos4 gives the best stopband ( the frequency range that should have 0 magnitude) attenuation. Mathematically, multiplication in the time domain is convolution in the frequency domain, and windowing is exactly that. (Also, multiplication in the frequency domain is convolution in the time domain.) I hope i didnt slam too many new words to your face. Time domain means the familiar time-amplitude world, where we do all the FIR and IIR filtering. The frequency domain means the frequency-amplitudeampphase world that you get into through Fourier transformation. And convolution In the time domain, FIR filtering is convolution of the input signal with the filter coefficients. Say you convolute 0,1,0,0,2,0,1,0 with 1,2,3 (where 2 is at the center): Youll get 1,2,3,2,4,7,2,3. If you understand this example, you surely understand convolution too. Ideally (impossible), there would be no windowing, just the constant value 1 infinitely in time. And a steady constant value in the time domain is same as 0Hz in the frequency domain, and if you (in the frequency domain) convolute with 0Hz, it is the same as no convolution. Convolution in the frequency domain equals to multiplication in the time domain, and convolution in the time domain equals to multiplication in the frequency domain. Sounds simple, eh But note that in this frequency domain, there are positive AND NEGATIVE frequencies. Youll learn about those in chapter Positive and negative frequencies. Words of wisdom You get flat (but not necessarily continuous) phase response if your filter (filter coefficients) is symmetrical or antisymmetrical (sides are symmetrical but have opposite signs, and the center crosses zero) around t0, even if you limit the number of coefs andor window them. Sometimes you can optimize your filter code a lot. Some coefficients may turn zero, so you can skip their multiplications. If your filter is symmetrical around t0, you can instead of input(t)ainput(-t)a write (input(t)input(-t))a). If your filter is antisymmetrical around t0, replace input(t)a-input(-t)a) with (input(t)-input(-t))a. Sinc(t) is 1 at t0, and 0 at other integer t values. Calculating the limit t-gt0 is very simple. If your filter formula was originally a sum cosines (meaning its not a phase shift filter), the limit t-gt0 is simply the area of the magnitude frequency response, in such way that the area of no filtering is 1. The actual filter implementation (after possible coefficient calculations) depends much on how the input data is fed to the filter. I can see three cases: You have the whole input data in front of you right when you start. A sample editor is a good example on this. This is the easiest case. With FIR filters, just take values from the input data, multiply with coefficients and sum, like this: output(t) a0input(t-2) a1input(t-1) a2input(t) a3input(t1) a4input(t2). The only problem is what to do at the start and at the end of the input table, because reading data from outside it would only cause problems and mispredictability. A lazy but well working solution is to pad the input data with zeroes, like this: This is how its mostly done with FFT filtering. With FIR filters, it isnt that hard to write a version of the routine that only uses a limited range of its taps, like this: and to use that version at the start and at the end. For this, it is easiest if you have a table of coefficients instead of hard-coding them into the routine. Data is fed to the filter in small chunks, but it is continuous over the chunk borders. This is the most common situation in programs handling realtime audio. One sample at a time. Case 2 can be treated as this, because the chunks can always be chopped into single samples. It is a fact that you cannot use future inputs in this case, so a FIR filter would have to be of form such as: output(t) a0input(t-4) a1input(t-3) a2input(t-2) a3input(t-1) a4input(t). Clearly this kind of a filter creates a delay, but thats just a thing you have to learn to live with. Also, you only get in one sample at a time, which is not enough for filtering, so you have to store the old input values somehow. This is done using a circular buffer. The buffer is circular, because otherwise youd soon run out of memory. Heres a set of pictures to explain the scheme: The buffer must be at least as long as the filter, but it is practical to set the length to an integer power of 2 (In the above example: 2532), because then you can use the binary AND operation to handle pointer wrapping always after increasing or decreasing one (In the above example, AND with 31). Even better, use byte or word instructions, and wrapping will be automatically handled in overunderflows caused by the natural limits of byte or word. Note that the buffer should be filled with zeroes before starting. A similar circular buffer scheme is also often the best solution for implementing the output part of an IIR filter, no matter how the input part was realized. There are both positive and negative frequencies. Until now we havent had to know this, because we have been able to do all the calculations by using sines as frequencies. Dont be fooled that positive frequencies would be sines, and negative ones something else, because that is not the case. In all real (meaning, not complex) signals, positive and negative frequencies are equal, whereas in a complex signal the positive and negative frequencies dont depend on each other. A single sinewave (real) consists of a positive and a negative frequency. So any sine frequency could be expressed as a sum of its positive and negative component. A single, positive or negative, frequency is: and could also be written as: As stated, a sinewave consists of a positive and a negative frequency component. Heres the proof: (The phase of the negative frequency must also be inverted, because it rotates to the other direction) As you see, the imaginary parts nullify each others, and all that remains is the real part, the sine wave. Amplitude of the sine wave is the sum of the amplitudes of the positive and the negative frequency component (which are the same). This also proves that in any real signal, positive and negative frequencies are equal, because a real signal can be constructed of sine waves. The complex Z-plane is a good place to look at positive and negative frequencies: Positive frequencies are on the upper half of the circle and negative frequencies on the lower half. They meet at angles 0 and the Nyquist frequency. Aliasing usually means that when you try to create a sine wave of a frequency greater than the Nyquist frequency, you get another frequency below the Nyquist frequency as result. The new frequency looks like as if the original frequency would have reflected around the Nyquist frequency. Heres an example: The cause of aliasing can be easily explained with positive and negative frequencies. The positive component of the sine wave actually gets over the Nyquist frequency, but as it follows the unit circle, it ends up on the side of negative frequencies And, for the same reasons, the negative component arrives on the side of positive frequencies: The result is a sine wave, of frequency SR-f. Analytic signal It is sometimes needed to first create a version of the original signal that only contains the positive frequencies. A signal like that is called an analytic signal, and it is complex. How does one get rid of the negative frequencies Through filtering It is possible to do the job with an IIR filter that doesnt follow the conjugate-pair-poles-and-zeros rule, but a FIR filter is significantly easier to create. Well use the old formula that we first used to create sinc: but this time, instead of cosines, only including the positive frequencies: As you see, the filter coefficients are complex. We should also halve the amplitude of the positive frequency (it should be half of the amplitude of the cosine, because the negative component is gone) but thats not necessary, because itd only scale the magnitude. To convert the complex analytic signal back to real, just throw away the imaginary parts and all the frequencies get a conjugate (on the z-plane) pair frequency. Here the amplitudes drop to half, but as we skipped the halving in the filtering phase, it is only welcome. The real to analytic signal conversion could also be a good spot for filtering the signal in other ways, because you can combine other filters with the negative frequency removal filter. Amplitude modulation Amplitude modulation means multiplying two signals. All samplepoints in the modulated signal are multiplied by the corresponding samplepoints in the modulator signal. Heres an example: What happens if we modulate a signal with a sinewave The original signal is (as we have learned) a sum of frequecy components, sinewaves of various frequencies, amplitudes and phases. Note that the signal we are talking about here is real, not complex. Say sNUMBER is one of the frequency components. So, we can write the original signal as: Now, if we multiply this signal with the modulator signal m, we get: This is good, because as you see, its the same as if the frequency components were processed separately, so we can also look at what happens to each frequency component separately. A frequency component can be written as: where amp is the amplitude, f the frequency and a the phase. The modulator sine can be written the same way (Only added the letter m): Multiply those and you get: If we discard the phase and amplitude information, we get: which is two frequencies instead of the origial one. Heres a graph that shows how the frequencies get shifted and copied. The original frequency is on the - axis and the resulting frequencyfrequencies on the axis: In the graph Modulated, the frequencies that would seem to go below zero, get aliased and therefore reflect back to above zero. In sampled signal, the Nyquist frequency also mirrors the frequencies. Frequency shifting With some tweaking and limitations, you could make a frequency shifter by using sinewave modulation, but theres a better way. Lets try modulating the signal with e(i mf x) instead of cos(mf x). Phases and amplitudes are irrelevant, so ive just ignored them. (I hope you dont mind) Lets see what happens to a single positivenegative frequency when it is modulated: The answer is very simple. The original frequency got shifted by the modulator frequency. Notice how the rule Multiplication in the time domain is convolution in the frequency domain. applies here also. Heres an example on the z-plane unit circle. p0, p1, p2 are the positive frequencies and n0, n1, n2 their negative conjugate frequencies. Say the modulator frequency rotates the frequencies 14 full cycle counterclockwise: In the modulated signal, the original pair frequencies (like p0 and n0) are no longer conjugate pairs. เลวร้าย. Another bad thing is that negative frequencies get on the side of positive frequencies and vice versa. But if we first filter all the negative, and those of the positive frequencies that would arrive on the wrong side of the cirle, and then modulate the filtered signal: (The filter formula is in the chapter A collection of FIR filters in section Combined negative frequency removal and bandpass) Now it looks better To make this filtered amp modulated complex signal back to real again, just discard the imaginary part and all the frequencies get a conjugate pair: For most sounds, frequency shifing doesnt do a very good job, because they consist of a fundamental frequency and its harmonics. Harmonic frequencies are integer multiples of the fundamental frequency. After you have shift all these frequencies by the same constant frequency, they no longer are harmonics of the fundamental frequency. There are ways to do scaling instead of shifting, but just scaling the frequencies would be same as resampling, and resampling also stretches the sound in time, so it has to be something smarter. The main idea is to divide the sound into narrow frequency bands and to shiftscale them separately. OK, so frequencies usually come with harmonics - Why Just think where sounds in nature originate from: vocal cords in our throat, quitar strings, air inside a flute. All vibrating objects, and you have probably learned at school that objects have several frequencies in which they like to vibrate, and those frequencies are harmonics of some frequency. What happens in those objects is that they get energy from somewhere (moving air, players fingers, air turbulence), which starts all kinds of vibrationsfrequencies to travel in them. When the frequencies get reflected, or say, go around a church bell, they meet other copies of themselves. If the copies are in the same phase when they meet, they amplify each other. In the opposite phases they attenuate each other. Soon, only few frequencies remain, and these frequencies are all harmonics of same frequency. Like so often in physics, this is just a simplified model. A note about notation. ) The fundamental frequency itself is called the 1st harmonic, fundamental2 the 2nd, fundamental3 the 3rd, and so on. Chromatic scale In music, harmonics play a very important role. The chromatic scale, used in most western music, is divided into octaves, and each octave is divided into 12 notes. The step between two adjanced notes is called a halftone. A halftone is divided into hundred cents. An octave up (12 halftones) means doubling the frequency, an octave down (-12 halftones) means halving it. If we look at all the notes defined in the chromatic scale on a logarithmic frequency scale, we note that they are evenly located. This means that the ratio between the frequencies of any two adjacent notes is a constant. The definition of octave causes that constant12 2, so constant 2(112) 1.059463. If you know the frequency of a note and want the frequency of the note n halftones up (Use negative n to go downwards) from it, the new frequency is 2(n12) times the old frequency. If you want to go n octaves up, multiply by 2n. But why 12 notes per octave As said, harmonics are important, so it would be a good thing to have a scale where you can form harmonics. Lets see how well the chromatic scale can represent harmonics. The first harmonic is at the note itself: 0 halfnotes 1. The second harmonic is at 1 octave 2. The third harmonic is very close to 1 octave 7 halftones 19 halftones 2(1912) 2.996614. และอื่น ๆ Heres a table that shows how and how well harmonics can be constructed: Not bad at all The lowest harmonics are the most important, and as you see, the errors with them are tiny. I also tried this with other numbers than 12, but 12 was clearly the best of those below 30. So, the ancient Chinese did a very good choice The above table could also be used as reference when tuning an instrument, for example a piano (bad example - no digital tuning in pianos), to play some keys and chords more beautifully, by forcing some notes to be exact harmonics of some other notes. A common agreement is that one of the notes, middle-a, is defined to be at 440Hz. This is just to ensure that different instruments are in tune. Flanger is simply: where d is the length of the variable delay. D values have a lower limit, and the variation comes from sine: Because d is not integer, we must interpolate. Most probably, annoying high frequency hissing still appears. It can be reduced by lowpass filtering the delayed signal. Wavetable synthesis means that the instruments being played are constructed of sampled sound data. MOD music is a well-known example. Also most of the basic home synthesizers use wavetable synthesis. Say you have a sampled instrument, and want to play it at frequency f 440Hz, which is middle A in the chromatic scale. To be able to do this, you need to know A) the samplerate of the sample and the frequency of the sampled instrument, or B) the wavelength of the instrument expressed as number of samples (doesnt have to be integer). So you decide to precalculate the wavelength to speed up the realtime routines a little: The samplerate of your mixing system, SR, is 44100Hz. Now that you know this, you can calculate the new wavelength, the one you want (number of samples): In the mixer innerloop, a sample offset variable is used in pointing to the sampledata. Every time a value is read from the sampledata and output for further mixing, sample offset is advanced by adding variable A to it. Now we must define A so that ol (256) is stretched (here shortened) to nl (100.22727), in other words, so that for ol samplepoints in the sampledata, you produce nl output values: Everything on one line: Thats it By using A as the addvalue, you get the right tone. Click removal There are some situations when unwanted clicks appear in the output sound of a simple wavetable synthesizer: Abrupt volume (or panningbalance) changes. A sample starts to play and it doesnt start from zero amplitude. A sample is played to the end and it doesnt end at zero amplitude. (Biased sampledata or badly cut out sample) A sample is killed abruptly, mostly happens when new notes kill the old ones. Poor loops in a sample. And what does help Heres some advice: Volume changes must be smoothed, maybe ramped, so that itll always take a short time for the new volume to replace the old. Clicky sample starts can be muffled, meaning that the volume is first set to zero and then slided up. This could of course be done beforehand too, and some think muffling sample starts is wrong, because the click may be deliberate. Some drum sounds lose a lot of their power when the starts are muffled. Another case is when the playing of a sample is not started from its beginning. That will most probably cause a click, but muffling is not the only aid - starting to play from the nearest zero crossing also helps. Abrupt sample ends should also be faded down. This may require some sort of prediction, if you want to fade down the sound before its ran over by another sound. This prediction can be made by using a short information delay buffer. It may be easier to just use more channels, to allow the new sound to start while the other one is being faded out in the background, on another channel. When the sampledata ends at a value other than zero, the cause may be that the sampledata is not centered around the zero level, or that the creator of the sample has just cut the end of the sample away. The easiest way to fix this is to fade out the end of the sample beforehand. However, this is not always possible. Symmetric form Turning an IIR filter backwards Getting rid of output(tn) Getting rid of input(tn) FIR frequency response IIR frequency response. Olli wrote he tried to make his text as down-to-earth as possible. Well, heres a more mathematical approach. But Ive still tried to make this intuitive and FUN rather than boring myself with lengthy proofs. This also means that there may be errors, most probably in signs. Symmetric form Say you have this IIR filter: You can put its equation to this symmetric form: Now define a new function, middle(t): You can rewrite this as: Notice how the transition from input(t) to middle(t) is a FIR filter and the transition from output(t) to middle(t) is another. So the IIR filter in fact consists of two FIR filters facing each other. This gives a simple approach to frequency response calculations (see the section IIR frequency response). Turning an IIR filter backwards You can solve input(t) from the IIR equation: Now swap input and output and you have a filter that undoes what the original did. But if the frequency response of the original filter was ZERO for some frequency, the inverted one will amplify that frequency INFINITELY. This is just logical. The inverted filter will also have an opposite phase shift, so that if R(f) is the frequency response of the original filter as a complex number and r(f) is the frequency response of the inverted filter, R(f)r(f)1 for every f. Getting rid of output(tn) Say you have somehow found that you need an IIR filter like this: You need to know both output(t2) and output(t-2) to be able to compute output(t). Doesnt seem very practical. But you can shuffle the equation a little: Now define a new variable ut2 and use it instead of t: Then solve output(u): Now you can use the filter. Getting rid of input(tn) Notice how in the previous example, input(t) became input(u-2). Had there been input(t1), it would have become input(u-1) which can be used in real time filters. Generally, you can get rid of input(tn) this way if the equation also uses output(tm) where mn, because you can define utm which turns input(tn) to input(u-(m-n)) which you get in time. If mltn, this is not possible: Here m0 and n1, so you cant get rid of input(t1) and keep the filter mathematically equivalent to the original. However, you can delay the output by one time unit: Usually, this small delay doesnt matter. But it changes the phase frequency response of the filter and this DOES matter if you then mix the filtered signal with the original one or others derived from it in that case, youd better make sure that all of the signals have the same delay. (Except if you happen to like the extra effect.) (For example, if you have a filter output(t)input(t-1), it doesnt do much as such. But if you mix the filtered signal with the original one, the mixing becomes a filter in itself and you can compute its frequency response and all.) If you try to force the original filter through the utm trick by introducing a dummy 0output(t1) term: youll just get division by zero. FIR frequency response Treat a sine wave as a rotating phasor e(it2piffs) where: The real component of this phasor is the regular sine wave. The neat thing about this is that you can multiply it with various complex numbers to scale the magnitude and shift the phase at the same time. By defining ze(i2piffs), the phasor can be written as zt. This is the same z that is used in pole-zero calculations (see chapter IIR filter design using pole-zero method). Heres the general FIR equation: Now, lets look what the filter does to an infinitely long sine wave with frequency f. But this sine wave can be replaced with the rotating phasor if we then throw away the imaginary component of the output. m(k) is real so the real and imaginary components cant affect each other. Here the zt factor doesnt depend on k, so it can be moved outside the sum: z depends on f (ze(i2piffs), remember) but the value of the sum doesnt depend on t. Ill call it R(f): output(t) is a rotating phasor at the same frequency as input(t) it just has a different amplitude and phase as defined by R(f). This means that for an infinitely long sine wave of frequency f, R(f) shows how the filter affects its amplitude and phase. In other words, R(f) is the frequency response of the filter. Its a complex function. If you dont remember what this means, see section Complex math with filters in chapter Whats a filter in this file. IIR frequency response When two filters are concatenated so that one filters output is fed to the other filters input, the responses are multiplied at each frequency: A filter that just connects its input to its output and doesnt change the signal at all has a frequency response of 1 at all frequencies: Now assume that we have a filter with frequency response R(f) and we make another filter with frequency response Rinv(f) that UNDOES everything the first filter did to the signal when they are concatenated. So the inverse filter also has an inverse frequency response. Remember, an IIR filter consists of two FIR filters facing each other (see section Symmetric form). This setup can be treated as a normal FIR filter followed by an inverted FIR filter: This means that if you can calculate the frequency responses of the two FIR filters, you can calculate the IIR frequency response by dividing one with the other. An example. You have this IIR filter. Change the names of functions a little: Compute the frequency response of filter input1-gtoutput1 (originally input-gtmiddle). The general formulas: In this particular case: The input2-gtoutput2 (originally output-gtmiddle) filter: Now the whole IIR: To actually calculate the frequency response at some frequency, youd apply Eulers formula and the usual complex number rules: R in the filters means resonance, steepness and narrowness. Fastest and simplest lowpass ever Fast lowpass with resonance v1 19 Comments raquo Thanks for posting this. It8217s a nice collection of audio DSP nuggets. May I suggest that the URL at the top of the original text document (iki.fiodspdspstuff.txt ) be pointed directly to this page. Comment by ColdCold 8212 2009-11-16 16:06 Thanks Mate, Greatly appreciate this tutorial. DSP in simple terms is not easy to come by on the Web Comment by Don 8212 2010-05-10 04:29 Thanks a lot. Very useful concepts explained in a lucid manner. Comment by Ravi 8212 2010-08-30 14:59 Hi, About notch filter.. Why I can8217t get the frequency cut effect Sample rate:1600 freq 1950 q 0.1 z1x cos(2pifreqsamplerate) a0a2 ((1-q)(1-q))(2(fabs(z1x)1)) q a1 -2z1xa0a2 b1 2z1xq b2 -(qq) 8212821282128212- frequency: 1950.000000 q: 0.100000 z1x: 0.195090 a0a2: 0.438887 a1: -0.171245 b1: 0.039018 b2: -0.010000 Each sample calculation: 82128212821282128212821282128212821282128212821282128212 reg0 a0a2 ((double)samplecurrentsampleminus2) a1sampleminus1 b1reg1 b2reg2 reg2 reg1 reg1 reg0 82128212821282128212821282128212821282128212821282128212 Is it correct Output is clean voice, but 1950Hz carrier is still there. BR Comment by Alexander Vangelov 8212 2011-03-16 22:46 Freq should be between 0 and samplerate2. (Just a quick comment before I go to bed) Comment by Olli Niemitalo 8212 2011-03-17 00:53 Thank you, it works :) I missed a zerro digit in parametters (just before I go to bed) Sample rate: 16000 Freq: 1950.000000 q: 0.400000 z1x: 0.720854 a0a2: 0.504599 a1: -0.727484 b1: -0.576683 b2: 0.160000 Comment by Alexander Vangelov 8212 2011-03-17 10:43 Very good tutorial, thanks Comment by Vadim 8212 2011-10-11 19:42 man, this is the best introduction (covering all topics) into DSP I stumbled upon perhaps I do have a chance to pass the exam. D sorry, for a double post. but8230 can you attest everything is correct for example, 822082218221 You can use any number of poles and zeros, but they must all have 8220conjugate pairs8221, if they are not positioned on the 8220-8221 axis. 822082218221 is this true I8217m playing with applets that allow for poles without conjugate pairs and seemingly band-pass filters (with regard to the magnitude response) can be built this way. can you please explain ( laps.fri.uni-lj.sidpsarhivappletiisipsystemv4.0srcapplet.html ) Doug, it is true, IF you want the filter to have a real output, not complex. If you make a bandpass with just one pole, and have the pole so close to the unit circle that the filter output is pretty much a single frequency, then the output of the filter will be a complex phasor rotating in one direction on the complex plane. If you switch the sign of the imaginary part of the position of the pole then you get as output a phasor that rotates in the opposite direction. If you have poles in both of those positions, then the output must contain both of those complex phasors in equal parts, thus the imaginary parts of the phasors cancel each other. So you get as output a real sinusoid. Good luck with the exam Comment by Olli Niemitalo 8212 2011-12-27 13:41 This is the first cogent explanation of poles and zeros that I have ever received. I feel better and worse at the same time, if you know what I mean. In any case. THANK YOU Comment by Mark McConnell 8212 2012-05-09 01:12 8230 Yehar8217s Digital Sound Processing Tutorial for the Braindead 8230 Nice Job Men82308230. I found it very helpful. ขอบคุณ Can you put implementation of audio effects in computer. Comment by Trnform3r 8212 2012-09-16 10:07 Sure, for example as a VST effect. Comment by Olli Niemitalo 8212 2012-09-16 22:14 This is fantastic nice work and a very well explanation of DSP. Thank you :D Comment by tor 8212 2013-02-16 01:42 Thank you so much for this informative writing on the subject which makes life much easier since no-where could I find any book on the subject which makes it as clear as you did here. Keep it going and thank you again. Comment by FJ Botha 8212 2015-02-21 10:14 Frickin delicious Seriously, i thank people like you for simply existing and count my blessings that i found this brilliant introduction you created. The note takingoutline is digestable in one bite and it will stick with me during my upcoming solo winter sound holiday to the pampa and magellians strait, the large uninhabited Falkland rock, and if im still alive- christmas island. Dec to Feb. I hope to capture enough sound to keep me glazed and deadeyed until black metal villians capture Oslo Comment by Mick Dkaye 8212 2016-10-18 19:13 And love that Black Deck. Masonna weeps Comment by Mick Dkaye 8212 2016-10-18 19:16 Leave a commentDSP filter - DISPFIL.EXE Version 1.09J - June 18, 2000 JE3HHT Makoto Mori Translated into English by JA7UDE Oba This is a DSP filter tool using a PC with the soundcard. With this tool, you even can design various types of digital filters including adaptive filters. However, this tool is just experimental and will not afford the practical use for amateur ham radio. You probably need a powerful CPU to make this tool run flawlessly. In addition, you need a soundcard with the full-duplex mode. I made this program just because of my own interest. As I was not quite familiar with the use of the soundcard, it still has substantial time lag from input to output and might not well work for CW. Needless to say, this program is freeware. How to uninstall DSPFIL does nothing to the Windows registry, so just delete all the files with the directory that has DSPFIL files. OS: Windows 95, 98, NT (Note - by VE5KC - has worked fine in tests with Windows XP amp Vista) PC: The faster the better Display: 640 x 480 or more Soundcard: 16-bit soundcard that is capable of FULL-DUPLEX (some cards wont work) Hookup and Operation Connect the speaker out of the radio to the Line-in or Mic of the soundcard. Connect a headphone or speaker to the output of the soundcard. Since the Mic input has too high gain, I recommend the Line-in. Adjust the input level by using Mic or Line level in the Record property or the audio in the control panel. You can do that by using the AF gain of your radio, too. Adjust the output level by using Wave or Master level in the Play property or the audio in the control panel. You also can do that by using Up (up arrow) or Down (down arrow) button on the DSPFIL window. If you have a sound output from your speaker without running DSPFIL.EXE, your PC is configured so as to play the recording signal directly and thus you must turn it off. Go Play property and get Mic-in or Line-in muted. If you hear a sound immediately after starting DSPFIL.EXE, you are ready to go. In case you see a message like quotCannot open the sound device,quot your soundcard probably does not support the full-duplex mode. Give up listening to the filtered sound, but you can observe how DSPFIL.EXE works by the FFT and adaptive filter response windows. Since there is a time lag between the input and output, you should keep the buffer size as small as possible. The time lag has a big trouble in filtering CW signals (you will soon understand what it is when you transmit a signal, Hi). Too high input level causes distortion in the analog circuit of the soundcard. You have to adjust the input level by monitoring the FFT display set to quotIN.quot When overdriven, DSPFIL shows quotOverquot in the upper right corner of the FFT window. When the HPF button is depressed, the 100Hz high-pass filter is activated to the input circuit. It is effective if you have DC ingredient, but it raises the CPU load. Use it only when you need it. Details of the filters This is a comb filter using moving average. This filter, by its structure, gets the actual center frequency Rfo shifted from the defined center frequency Fo by RFo fss int(fssFo) Hz ifss fs 2j This can be compensated by carefully choosing the sampling frequency (fs). However, the sound blaster card does not allow fine tuning around 11025Hz, so DSPFIL admits the shift, Hi. The filter does not use a simple averaging calculation but uses subtractions for 12 periods. Thus, the even harmonics are suppressed, but the odd harmonics can be passed through. It is a good idea to use a 500Hz filter of your radio. It has lower quality in the frequency domain compared with BP100, but I think this filter gives the best performance particularly for weak signals. This is a band-pass filter using an FIR filter. It uses x3 oversampling. The physical sampling frequency is 11025Hz while the application sampling frequency is 3675Hz. If the number of taps is increased, the filter become sharper. However, it increases the processing time at the same time, and therefore it will not run on a slow PC. This is an adaptive band-pass filter for CW. I have not tested a lot on the values of fnofEcirc(mu) and fnofAacute (gamma), but I think the filter works, hi. This filter does not affect Fo or Tap, which is configured in the main window. The frequency-domain graph in the lower right corner shows the frequency characteristics of the transversal filter calculated with the coefficients, which are changed by LMS. You can see how the adaptation is performed by changing the frequency of the input signal. In case of weak signals, the filter coefficients tend to be small, which would result in a low level output. To compensate this, LMSB2 leaves the AGC turned on to increase the volume for the weak signals. This is a fixed frequency BPF for SSB. The low-cut frequency is fixed to 200Hz. If it oversamples the 2.2KHz or higher signals, it causes folding errors because of the decimeter. This filter does not affect the Fo, which is configured in the main window. This is a noise smoother for SSB. The adaptive operation might not be well tuned yet. The SSB signal is smaller autocorrelation than the CW signals, so I put small values in the correlation delays. This filter does not affect the Fo or Tap, which is configured in the main window. This is an automatic notch filter for SSB. It would give better results if it had faster convergence behaviour. However, I dare to focus on the response speed for CW signals. This filter does not affect the Fo or Tap, which is configured in the main window. This is a user-customizable filter. The default setting gives a wide band-pass filter for SSB. You can customize it by pushing the DESIGN button (the button face text is written in Japanese). You can copy the parameters of the selected other filter to those of this filter by pushing COPY (the button face text is written in Japanese) button. This filter does not affect the Fo or Tap, which is configured in the main window. User setting for the adaptive filters LMSBP, LMSNS, LMSAN are built-in filters, but the user can design a LMS filter by himself. Push DESIGN (this text is written in Japanese, so it might not correctly appear with non-Japanese Windows) button and select LMS, then push UPDATE (in Japanese text) button. Now you can change the parameters. The algorithm used in the adaptive filters is called Leaky LMS (Least Mean Square method). The user customizable parameters are: Tap the number of orders of the transversal filter Delay the number of delay nodes 2u the response speed V (gamma) the dumping factor Larger u gives faster response but slower convergence. Smaller V (gamma) makes the coefficients decrease faster when the input signal is cut off. However, too small V (gamma) will result in oscillation. Generally put a value a little bit smaller than 1 to V (gamma). If the REVERSE OUTPUT (in Japanese) is checked, DSPFIL outputs an error signal. It is checked to design an automatic notch filter. When AGC is checked, DSPFIL automatically increase the output volume for weak input signals. The characteristics of the adaptive filters are dependent not only on u (mu) and V (gamma) but also on Delay and Tap. Change all of them to see what happens. Use parameters that are given by another design software If you want to test the filter coefficients that are calculated with another filter design software, try the following steps. 1. Push DESIGN button in User1. User6 2. Select User and push Update 3. Push SAVE button and make a filter definition file. 4. Exit DSPFIL. 5. Edit the filter definition file using a text editor. Sampling frequency No over sampling 11025Hz OverSmp1 Over sampling x2 5512.5Hz OverSmp2 Over sampling x3 3675Hz OverSmp3 Filter order Put the number of orders to TAP field Coefficients Put coefficients to H0. Hn (n Tap) fields 6. Start DSPFIL and push one of User1. User6 7. Push LOAD button to load the definition file. CPU Power Since this program intensively uses floating-point operations and is not well optimized, it will not run on a PC with a slow CPU. 73 de JE3HHT Makoto MoriLoad error in equalizer data in some of the 8.21 builds, due to the 62986299 equalizer frequency fixpressors: Added Feedback2 mode. Different behavior from normal Feedback mode, Ratio is . New product: Thimeo WatchCat. Avant version added. RDS encoder: Added code 0 for FM 87.5 in the AF list. Seems to be supported by some receivers. Stereo Tool: Added info to .sts files to allow importing them in Omnia SST. SST: Added possibility to import Stereo Tool settings. SST: Attack and release are now faster when slider moves to the right. SST: Attack Multiplier: Attack is now faster when slider moves to the right. SST: Improved naming of many things, to be compatible with other Omnia products. SST: Disabled MULTICORE for latency 128 and 256, and LQLL. SST: GUI: Added glowing yellow line around SST tray icon, to make it more visible. Bug fix: ACR Stereo caused some mild crackling. Bug fix: RDS quadrature mode could cause crackles and overshoots. Bug fix: SST: Loading a preset stopped server communication. Some changes could get lost due to this. Bug fix: MAC VST version didnt work in OcenAudio (actually a bug in OcenAudio). Bug fix: SST: Multiband text below horizontal meters was upside down. Bug fix: Restarting on unhandled exceptions didnt work in 64 bit version. Bug fix: VLC: potential crash when switching between streams due to memory allocation issue solved. Bug fix: 1 channel audio processing was broken in 8.20. Bug fix: More-than-2 channel audio processing was broken in 8.20 due to what appears to be a compiler bug. Bug fix (Stereo Tool, SST, Omnia.7. 9. 9sg, possibly .11, BreakawayOne): Time zone changes ignored after startup on Windows (compiler runtime bug). Bug fix: BS412: Singleband compressor was placed after BS412, should be before. Bug fix: SST: Reset settings when loading preset, it kept the current settings if they were not present in the file. Bug fix: UECP client could hang after connection close. Now a new incoming connection kills the existing one. Bug fix: Equalizer frequency could be either 6298 or 6299 due to rounding errors, causing preset load errors. MicroMPX: New license mechanism for ARM version implemented. Code improvement: Less duplicate code in binary for Compress. Smaller binary, faster build, better performance.Added option to run Stereo Tool as a service. RDS: Moved reading RDS from file to a separate thread, should avoid hiccups when reading from network drives. Added code to handle (restart) and log crashes in sound card drivers and VLC. Not yet fully tested. Linux: Now using Ubuntu 14.04 instead of 16.04 to build (better backward compatibility). Linux: Now statically linking libstd (better backward compatibility). Linux: Switched to newer compiler for better performance (20, on both Intel and ARM). Web server: Whitelist allows as in 192.168.. instead of 16 (Leifs formatting), always allow 127.0.0.1. Compressors: Volume jumps on preset changes reduced (compressor adjusts to changing target level). Declipper: Detection (veil) didnt always work properly with gt 60 kHz input sample rate. Performance: Reduced CPU load of IO and processing framework. GUI: Hovering over tray icon now shows version number. GUI: Changed scale of many sliders, dB scale sliders are now flat over the whole range. Bug fix: Potential sound card glitches (bug introduced in 8.12). Bug fix: Crash reported by Camclone Bug fix: FM test tones were broken when using Ignore high frequencies (bug introduced in 8.12). Bug fix: VST plugin no longer cuts off the start of songs (bug introduced in 8.14). Bug fix: UECP port was always used (even if FM disabled). Bug fix: Potential bug in non-ASIO code could cause crashes depending on compiler optimizations (never seen). Bug fix: Potential crackle in lowest multiband band fixed. Rewrote error logging code. Omnia 9sg: Builds with the new framework now. SST: Make IPPORT changable without web gui. SST: Preset list was empty on first start SST: Improved naming of settings in Processing section. SST: Web interface code compiles separate from SST now. SST: Added importing Stereo Tool presets. SST: Multiple MicroMPX output IP addresses and ports CN. SST: Launch browser automatically on first start. SST: Improved startup screen. SST: Currently active presets highlighted. SST: Prepared for longer list of MicroMPX IPports (partially there). SST: Clicking on meters in top bar takes you to the page directly. SST: Top bar meter that corresponds with active screen is highlighted. SST: Add glowing yellow line around SST tray icon, to make it more visible. MicroMPX decoder: Buffer underruns seen on ARM version, caused by loggingtracing library. MicroMPX decoder: Shows more startup info and waits for pressing ENTER at end (command line). MicroMPX decoder: Improved handling of out-of-order and lost packets.Added built-in self test for sound cards. SST: Slider behavior improved (slow vs fast moving the mouse). SST: Preset list was sometimes empty, message added that in this view no presets are available yet. SST: Preset list jumped to new view after opening which looked weird. Fixed. SST: Composite Clipper is on by default. SST: Added presets. Bug fix: SST: Rules are made to be broken disabled when not using dual side band. Bug fix: SST: Clip LR peaks above was always disabled. Bug fix: Glitches due to missing thread priorities fixed (since 8.12). Bug fix: Non-2 channel audio (1, 5.1, 7.1 etc) didnt work (since 8.12). Bug fix: Stereo Tool web interface was adding 20 marks in text boxes when typing spaces (since 8.12). Bug fix: ASIO in 192 kHz, non-ASIO Normal output set to input audio got 48 kHz audio causing underruns (8.12). Bug fix: CPU core affinities Main 1 and 2 were overwritten by LQLL affinity settings (since 8.12). Bug fix: Volume drop when using old Calibration settings (since 8.12). Bug fix: Heap corruption on close for command line version (only visible when a debugger was attached). Bug fix: Linux: Web interface exceptions when closing the web interface. Bug fix: Weird crash in Adobe Audition 3.0 (from 2007), gone after changing compiler settings. Possibly bug in Audition or compiler. Bug fix: Separate thread for SCA input with ASIO didnt work, disabled that option now. Bug fix: GUI: ASIO inputs sometimes showed dotted overlay moving from half-way to top (and disappearing). Bug fix: GUI: Values for Max Attack and Max Release were displayed incorrectly. Bug fix: ASIO buffer was too small, could cause glitches after a buffer underrun. Bug fix: Improved sound card synchronization constant clock speed determination. Bug fix: Sound card timeout times increased to take VLC connection time into account. Bug fix: VST version didnt work in Wavosaur. Cause unknown but it works now. GUI: Gate vs Gate Freeze ranges were different, causing sliders to go outside of their range. VST plugin: Process function crashed when called with lt 0 samples (Wavosaur empty file bug). Added, removed and updates presets.Framework: Added support for upto 7(7) threads, works much better on slower CPUs with many cores. Framework: Added Quality settings 100 (OmniaSST only). With this, latency can go down to 128 samples (5 ms analog input to analog output). Framework: Smooth preset switching - no more hiccups if the same filters are used, also faster. Linux version: High CPU load (100) in one thread fixed. Linux version: Made plugin for Rivendell (and other programs that want to use it). Not yet fully tested. Linux version: Didnt run on Fedora. Fixed. Memory usage reduced. Sound cards: Resampler improved, now measures separate buffer filling and speed offsets. AGC: Added Gain slider. AGC: Added Windowing. Compressors: Added Windowing. Composite Clipper: Rules are there to be broken mode could cause occasional 1-sample overshoots. Fixed. Low Latency monitoring: Affinity setting added. Low Latency monitoring: Latency selection added. Removed lower lowpass filter for high frequency input at lower latencies, not needed anymore. GUI: Showing AGC gating the same way as for compressors GUI: Low Latency monitoring: CPU usage display added. GUI: Added Hear buttons to listen to the output upto this point. GUI: Fixed synchronization issue between meters, scopes and audio. GUI: Help pop-ups also work on Mac OS X now. GUI: Renamed PNR Noise Hum to Dehummer. Web server: Multi-threading added. Now handles upto 10 requests simultaneously. Web server: no-cache added to objects.js. Web server: Automatically add index.html if a directory is specified. Web interface: Added white list for logging in. Web interface: Added spectrum display for Delossifier and Absolute Highs. Web interface: Buttons didnt work. Generic plugin: Added option to make the plugin access input and output sound cards (Windows only). Bug fix: Potential crash in ASIO when changing channels fixed. Bug fix: Potential crash when zooming waveforms fixed. Bug fix: Latency with ASIO was not fully predictable on restarts. Fixed, allows for slightly lower latencies.Added Delossifier, repairs MPEG-compressed audio. Added Absolute Highs, generates lost (lowpass filtered) high frequencies. Added FM MPX Analyzer with MPX demodulator, RF bandwidth view and LeftRightQuadrature () decoder. Added RDS ASCII external input support for programs such as Arctic Palm, RDS Magic. AGC: Added Ratio control. Composite Clipper: Added Rules are there to be broken mode for extra loudness and clarity. Clipper: Added Multipath Stereo Phase Difference Remover to improves reception and reduce multipath. FM: Added Polar stereo encoder for OIRT 65-74 MHz (Soviet system) FM stations. FM: BS412: Filter bass based on ITU.1770 instead of the existing kinda-randomly-chosen weighing. AM: Added test tones, including a sawtooth with a pauze at 0. Improved resampling between sound cards (more improvements are still needed). Raspberry Pi: Optimized the code a bit. Linux versions: Remove wxWidgets, replaced by pure XLib. Mac OS X versions: Remove wxWidgets, replaced by pure Cocoa (VST: only 64 bit so far). GUI: Auto-hiding deprecated pages and sections if they are disabled: AGC: Compatibility amp behavior header Bass AGC (Old) Classic Multiband Compressor Classic Singlenband Pre-limiter (no longer needed since Leifs clipper improvements) Advanced Clipper: Bass protection (Deprecated) heading Advanced Clipper: Highs gap protection heading (replaced by Leifs gap protection) GUI: Auto-hiding deprecated settings if they are set to the optimal value: Leifs clipper efficiency modification checkbox (overruled by Leifs clipping strictness) Composite clipping Strictness (CPU) checkbox Phase rotation: At start of processing checkbox All Singleband and Multiband Compressor type (Analogdigital) pull-downs Multiband and Natural Dynamics Flat Frequency Response Compatibility mode (bad) checkbox Advanced Clipper: Smooth slope setting (under Distortion) Advanced Clipper: Upsampled highs clipping (useless) setting (under Distortion) Advanced Clipper: Stokkemask: Force Stokkemask even if not using Composi te Clipper (bad for audio) BS412: De-basser non-ITU.1770 compatibility mode (bad) checkbox GUI: Added tool tips. GUI: Add indicator that a setting has been modified. GUI: Added reset mode to last-loaded setting beside the existing reset to default. GUI: Made scope skinnable. GUI: BS412 disabled Advanced Clipper Drive. GUI: AM: Added Forcibly remove DC offset to the AM settings panel. GUI: Hide Stereo Tool and Thimeo names in whitelabel builds. GUI: Made distinction between switches and onoff buttons. GUI: Added Multiband Quick Overview screen with the most important settings. GUI: Redesigned Simple mode pages: Single screen overview. GUI: Added names Diversity Delay and HD to indicate that it can be used for HD. GUI: Made R3LAY skinned version for LAWO R3LAY. Command line version now also handles licensing properly. Bug fix: Fixed VST DLL unload bug that affected Adobe Audition. Bug fix: Fixed crackle at startup caused by Ignore High Frequencies (even if disabled). Bug fix: BS412 was still active when FM was disabled. Bug fix: Sound card setting Input without processing didnt work in stand alone version. Bug fix: ASIO: Fixed 1624 bit LSB modes used by new AudioScience 192 kHz card. Bug fix: ASIO: Added a check to get rid of a small memory leak in the ASIO SDK. Web interface: Added Access-Control-Allow-Origin: to binary HTTP protocol to support cross-server scripting. Generic plugin API: Added GetApiVersion function. Generic plugin API: Added stereoToolIsLicenseValid function. Added, updated, removed and reordered presets.Improved quality of bass, ringing artifacts cleanup filter caused some clicking effects in low bass (Since v 5.00). Added 8x oversampled non-phase linear Butterworth de-emphasis to match some hardware units pre-emphasis. Sound cards: Added backup sound card support (sound card 1 switches to 2 after some silence). True Bass: Add highpass filter for lower latencies because it can cause very low subs, caussing problems on FM. Highpass filter: Improved non-phase linear HPF a bit, works better when used after other filters now. ASIO: Only claim the channels that are actually in use. ASIO: Add already in use as possible cause to ASIO claimBuffers error message. ASIO: Added LeftRight indications in dropdown list. ASIO: Changed default channels to disabled except for Normal Output and Input. ASIO: Add more output selections - Increased from 8 to 32. Ignore High Freqs: Added Auto frequency option. Determines lowest possible value for max CPU load reduction. PNR: Settings now stored in .sts file for VST plugins (partial fix of the problem). Clipper: De-esser: Changed default value, now disabled by default. Reduces the CPU load. GUI: MPX display disabled when waveform display is disabled. GUI: Improved RESET. now gives preferred values instead of traditonal values needed for old preset compatibility. GUI: Disable Composite Limiter slider when Hard Limit is disabled. GUI: Bug fix: Phase Delay was not grayed out in Bypass mode. Bug fix: Some settings were net reset when loading a default preset in previous version. Bug fix: VST: GUI-related hiccups in Adobe Audition. Bug fix: Synchronization to external RDS signal could sometimes have a hiccup due to a threading issue. Bug fix: BS412 level calculation was wrong for LR instead of MPX output when using non-Pre-emph output. Generic Plugin: Add function to Get parameter values. Added new presets.FM: Add extra pre-emphasis for clipping for stations that send the processed FM signal through a lossy codec. Web interface: Added Presets dropdown menu and Bypass in web interface top bar. Sound card control: Slightly better low latency handling for non-ASIO. Sound card control: Auto synchronization mode means OFF when any of the affected buffer sizes is lt 250 ms. Bug fix: Error in AM AF frequency list for RDS. Some high AM frequencies might not have been encoded correctly. Bug fix: Simple Clipper Pre-limiter amplification was performed even when Simple Clipper was disabled. GUI: Bug fix: True Bass was called WARM BASS in the LOADSAVE menu, and WB in bottom menu. GUI: Bug fix: Lowpass filter frequency was displayed incorrectly for Separately processed streaming output. GUI: Bug fix: Pre-emphasis for MP3 was shown disabled when using Separately processed streaming output. Code: Redesigned for faster compiling. Updated presets. Generic plugin: Added function to set parameter values. Generic plugin: Added export of ParameterEnum for generic plugin customers.Bug fix: In 7.80 Automatic restart could be triggered incorrectly when the buffer size was very small. Bug fix: Fixed some small issues caused by the Thimeo framework rewrite, had no effect.FM: Improved Stokkemask (ITU-R.SM1268) filter for composite clipper (sounds better). FM: Fixed several bugs, mainly noticeable in SSB mode, at lower Quality settings. FM: SCA1 channel is now displayed in MPX graph. Updated and added some presets.FM: Added composite clipper FM: Added SSB (Single Side Band) mode. (Requires composite clipper.) FM: Added Multipath clipper. (Experimental Requires composite clipper.) Loudness: Improved Airy Highs. Highs now sound crisper and less tonal. Loudness: Rewrote clipper to reduce CPU load (Strictness can be set lower to give similar results). Added Phase equalizer. Updated and added many presets.User interface: 5 modes ranging from Simple to Extreme Tweaker. Basic should be good for most people. Greatly reduced CPU load of almost all filters. With identical settings, the CPU load is typically 12 reduced. Singleband compressor completely redesigned. Keywords: Attack, release, release hold, ratio, feed forward vs feedback, lookahead, burst protection. Multiband compressor completely redesigned: Configurable number of bands monitoring individual bands, median display. Added graphics equalizer. AGC: Added side chain. AGC: Added singleband compressor after AGC. AGC: Smoothed Band 1 to band 2 coupling. AGC should work better if declipper or noise gate is activated. Extra lowpass filter before processing to fix problems with songs with excessive very high frequency content. Set 0.25 kHz above actual LPF freq, but never below 16 kHz. Loudness: Improved delayed bass clipping protection to cause less distortion. Provision to discard buffer after a certain period of inactivity added for VST plugin. FM: SCA was missing since version 7.00, added again. Declipper: Reduced artifacts when using declipper in combination with non-phase linear highpass filter. Declipper: Changed default settings based on input from Jesse Graffam. Sound cards: Synchronize to output now also works with Normal output. User interface: Made 6 dB lines in meters more prominent. Bug fix: Disabled mouse hold behavior for all widgets except sliders. Updated and added many presets.Loudness: Added delayed bass clipping for better punch. Loudness: Fixed Bass Shape artifacts, and now also works on higher frequencies. Loudness: Added option to dynamically switch off distorted midshighs for tones. RDS: Better special character display in GUI. Updated presets.Added 5.1 and 7.1 audio support (channels are declipped, highpass and lowpass filtered and clipped, nothing else yet). Loudness: Improved bass clipper, better punch and warmer sound with more mid-bass. (old vs new) Loudness: Removed volume drop between 2.8 and 3 kHz. RDS: Added convertor from Windows-1252 to RDS characters to support special characters. Installer made smaller by moving non-SSE2 version to a separate installer. Now below 1 MB again :) Bug fix: Drawing issue in 7.00 and 7.01 pull-down menus without scroll bar when using mouse wheel. Bug fix: Left and right channels were sometimes swapped when loading a preset in 7.01. Bug fix: Stokkemask clipper was broken in 7.01. Carbon Coder plugin now supports R128 normalization for 5.1 and 7.1 audio. Added some presets.Solved several VST GUI issues in several VST hosts. Made VST window a bit bigger. On loading built-in presets, most FM and sound card settings are no longer reset. Volume increase on preset reload should not occur anymore, although Im still getting reports that it does. But at least one cause is solved. Added sound card restart button, was missing in version 7.00. Bug fix: GUI unresponsive at very high CPU loads when you click right of text in text box. Bug fix: BS412 acted weird with FM sound card enabled, pre-emphasize output disabled at low input sample rates. Updated presets.Total GUI redesign. Interface dynamically adapts to screen size and is nearly touch screen ready (keyboard needed). Added new version alerts and specific warnings which unregistered functions are in use. Last selected preset name visible after restart. Added web interface (no access protections yet). Completely rewritten parameter handling code solved bugs and reduced the chance of introducing new ones. Added ability to reset, load and save parts of presets. Added input sound card Gain control. FM transmitter audio synchronization added to synchronize streaming audio at multiple transmnitter sites (experimental). Loudness: Changed bass clipper behavior, flatter frequency response sounds a bit warmer. Loudness: Bass clipping filter bug fixes: Whistle artifacts gone, knock-on-wood artifacts reduced. Loudness: Airy Highs turned off if there are very little highs (reduces crackling sound that sometimes occurs). Declipper: Reduced clicking artifact in reconstructed audio. Declipper: Improved splitting load over 2 cores. FM test tones: Added Bessel null frequencies and smooth square wave (sounds less loud) test tone mode. Removed a number of memory allocationsfrees that occurred during processing. Added a lot of presets. Natural Dynamics is available in the GUI again, if you enable it explicitly in the INI file.Added sound card input and output tilt adjustment (2nd order). Loudness: Changed clipper distortion masking model, giving less distortion at nearly the same highs level. Loudness: Added Airy highs, makes highs sound both louder and more natural (less restrained). Loudness: Removed bugs that caused hole punching by loud highs. Loudness: Highs Priority no longer causes volume drops caused by loud highs. Loudness: Redesigned de-esser for pre-emphasized sound. Bass sensitivity: If there are both mids and highs, the drop is a bit less strong than before. Bass sensitivity: Determining more precisely when the clip is needed. BS412: Added max deviation (- 75 kHz) display. BS412: Added headroom slider. Determines margin for error to avoid sudden volume drops. BS412: Max deviation can be lowered to create denser sound and protect against sound card problems. BS412: Faster rise after fast drop for louder end result. GUI: Added displays so you can see what is being sent out to the sound card (including calibrations). GUI: Cleaned up Loudness panel (removed some things that are no longer needed). Bug fix: Latency 512 didnt work properly. Bug fix: Fixed GUI issue where singleband compressor settings were not always correctly loaded. Bug fix: AXIA input sound card loading issue. Added Carbon Coder plugin with multi-pass R128 support.AGC: Added a slider to protect against volume drops for loud voices. Loudness: Improved overall filtering (removed post ringing) at latency 4096, sound is cleaner in many ways (especially bass). Added some new controls for configuring it (Time Spread) Loudness: Advanced Bass Distortion Protection: Improved bass clipper. Bass is now louder and clipped tighter Loudness: Added bass shaping. Adds harmonics to very low frequencies to make them sound louder Loudness: Allow turning highs intermodulation distortion off Loudness: Added highs priority slider, increasing this reduces high frequency intermodulation distortion but may cause some drops in other frequencies Loudness: Asymmetric bass reduction should not go below dynamic threshold Loudness: Reduced strictness, the high precision wasnt really useful Loudness: Split sensitivity for bass clipper: Can now be configured separately for mids and highs. Result: more constant and higher bass level Loudness: Turned off old bass protection mechanisms in default settings. Caused artifacts, no longer needed Loudness: Reduced clipping strictness for mid-bass frequencies (lower CPU load) Loudness: Increased de-esser range, and it can be turned off now Loudness: Simplified clipping algorithm Stereo Boost disabled for lowest frequencies (below approx. 140 Hz) BS412 limiter: Show a warning and info when BS412 is enabled BS412 limiter: Fixed drops issue. Very brief drops can still occur but they are usually hardly noticeable BS412 limiter: Changed default values for more constant sound level Added and updated many presets Split values for Singleband, Singleband AGC style and BS412 Bug fix: Stereo Image was broken for latency 512 Bug fix: Icon now visible in stand alone version Bug fix: Stokkemask clipper didnt work at latency 512.Major code cleanup and restructuring Added BS412 limiter Added Stokkemask clipper Improved scope display (triggered) Improved low latency (6 ms) monitoring output in Stand Alone version Improved overall quality by changing the processing window shape for ALL filters Added support for cheaper limited WinampDSP declipper license Reduced CPU load when playing pure silence AGC: Improved handling of sudden loud bursts Loudness: Improved protection of mids against loud highs, which were causing drops (holes) in the sound. Loudness: Changed the bass protection shape Loudness: Added protection against distortion caused by asymmetric bass sounds Loudness: Slightly better protection of frequencies below 700 Hz against very loud bass Loudness: Bass protection and de-esser levels were calculated incorrectly if Final Clipper was enabled with a volume other than 1.00 BS412 limiter now also works with Pre-emphasize output disabled. Phase rotator: Improved behavior and display Bass AGC: Now works on a much smaller frequency range so it only affects really deep bass sounds Bug fix: Changed default values for the Allow more distortion sliders in the VST version Bug fix for Omnia 9: RDS AB flag works properly now, and if you change the RadioText and there was no sequence of texts there the new text will start to be broadcast immediately Bug fix: Forcibly remove DC offset in Loudness did not always work properly Slightly reduced Loudness CPU load, but the new highs protection adds a lot more if its enabledAdded multicore support for Declipper and Loudness. Throughput is now 38 higher in presets that use both. Loudness: Fixed a bug in the non-SSE2 version. Declipper: Fixed memory bug in clipping detection. This may have lead to weird issues. Improved performance when closingminimizing Stereo Tool if the virus scanner NOD32 is used. Bug fix: Loudness de-esser setting was not saved in VST plugin. Bug fix: Loudness values above 3.00 were not loaded correctly in VST plugin. Bug fix: TA button in main window did not work. Changed a value in Bojchas Neodymium preset. There is now also a separate declipper program See perfectdeclipper.Added declipper filter Loudness: Completely redesigned for more consistency, better transients, louder output and greatly improved highs. Punch is no longer needed. Loudness: Improved vibrating voices filter caused by loud bass. Loudness: New filter that removes highs distortion caused by loud bass, now allows bass levels upto 100 without (much) distortion in the highs. Loudness: New filter that detects when highs cause volume drops in the rest of the sound, and briefly lowers the highs level. Loudness: Added oversampling checkbox for streaming and mastering: This makes sure that no clipping will occur if the audio is upsampled afterwards. Loudness: Added separate dirty bass mids highs sliders for better bass control and artistic effects. AGC: Redesigned to handle different input levels much better. AGC: Enabled ITU-1770 support (for bass and head separately). AGC: Added stereo separation control. AGC: Added start level for mastering. AGC: Separate Remove remaining peaks settings for lows and mid-highs. AGC: Added Force level below slider for improved peak control. Forces the AGC level down faster if the difference gets too big. Added Bass AGC filter to reduce excessive bass sounds. Multiband: Added voice protection settings to better cope with loud vocals in music. Multiband: Allow changing band frequencies (only via STS file). Multiband: Added control of link between bands 1 and 2. Pre-emphasis: Moved to end of processing, just before clipping. Highpass filter: Improved filtering to reach a cleaner output. Highpass filter: Added order setting for non-phase linear filter. Improved audio processing window shape to reduce artifact levels. Improved pre-ringing filtering to avoid artifacts that occurred before. Added SCA output channels (SCA1 works, SCA2 is problematic due to the required frequency range). Support added for multiple Stereo Tool installations with different settings per installed version (requested by Jazler). Added registration to command line version. Bug fix: Fixed Test right channel in FM Transmitter Calibration (broken in version 6.10). Bug fix: FM Calibration frequencies 23-57 kHz were not at the correct frequencies. Bug fix: Fixed leftright channel swap that could occur in the stand alone version. Bug fix: AGC could hang in some cases when enabling more bands. Fixed. Bug fix: Phase rotation did not sound good at low latencies in version 6.10. Bug fix: Time zone in RDS was wrong. GUI improvement: Made waveform background black. RDS: Adjusted behavior if no special characters (lt, gt, , ) are used: Word wrap with centering is selected by default. This was done for the Omnia 9 that uses the Stereo Tool RDS encoder the behavior is now identical for both systems. RDS: Ignoring trailing spaces for word wrap. Added a lot of presets. Added interface for blind users. Set environment variable STBLIND to 1 or YES.Reduced latency: Latency: ASIO: Add processing priority control to enable very low sound card latency ( 1-3 ms) without hiccups total latency of 16 ms possible. Latency: Upsampling (for FM) and downsampling (for high input sampling frequencies) no longer causes extra latency. Latency: Reduced Composite Limiter latency from 1.7 ms to 0.9 ms at latencies 512 and 1024. Some (very small) effect on audio. Latency: Found a bug that caused hiccups in audio processing, fixed it. Results in lower possible latency. Latency: Pushing data to the output before the processing instead of afterwards to reduce latency. Improved audio quality at low latencies: Dynamically adjusting audio processing windows at low latencies to better match the type of audio that comes in. Dynamically adjusting clipping effectiveness to avoid clipping too much in certain conditions, depending on audio processing window and audio content. This protects soft highs against horrible vibration caused by bass sounds at latency 512 and (less) 1024. Upsampling and downsampling: Far less artifacts caused, far cleaner output signal. Created alternative Phase Rotation filter for low latencies (512, 1024). Multiband: Added an artifact protection step that limits the maximum difference in reduction between adjacent bands, if they cause too much (configurable) artifacts. Multiband: Adapted frequency bands and band content to make Multiband at latency 512 sound as much as possible as higher latencies. Loudness: Disabled Improved Bass Distortion Protection filter for latency 512 because it caused distortion. Loudness: Fixed vibrations caused by Very deep bass distortion protection at latency 512 and 1024. Now also enabled for latency 512. Hard Limit: Fixed (minor) artifacts in upsampled audio. Bass Boost: Reduced artifacts at latency 512. Note: Using a less steep filter (bigger difference between frequencies) helps Other changes: Loudness: Improved Punch filter: Now causes far less artifacts than before. But it is less effective for soft sounds. Loudness: Removed distortion caused by Punch. Bass Boost: Removed distortion. Quality and Latency are now part of presets, and STS files. Bug fix: Loading and saving Noise levels in VST version resulted in incorrect behavior. Bug fix: Displayed Multiband output levels were unreliable at low latencies, especially clipping. Bug fix: For high input sample rates, now removing very high frequencies that cause issues with Hard Limit. ASIO: Added ASIO Configure button, which allows setting ASIO parameters such as ASIO buffer granularity. ASIO: Changed buffer size configuration to match whole ASIO grains. Added and updated a number of presets.Noise gate: Fixed crackling sounds in first band. Added FM Hiss filter. Removes FM hiss from input signal, useful for re-transmitting FM signals. AGC: Added Based on volume before Pre Amp checkbox to make it easier to create presets with consistent behavior at different Pre Amp settings. AGC bug fix: Behavior was different at different input sample rates. AGC: Lock band 1 to band 2 if the bass is loud but not extremely loud it is not lowered. This avoids sound changes caused by the AGC, and results in a warmer, more natural sound. Multiband: Added Flat frequency response mode which works much better. Multiband: Added display of the median amplification, useful for configuring Multiband settings. Singleband: Added AGC style mode. Doesnt seem too useful though. Final Limiter: DIFF mode fixed. Final limiter is now automatically bypassed when Loudness is used (improves audio quality and reduces CPU usage). Loudness: Added filters to protect highs against loud bass sounds. The bass level can now be set much higher without causing distortion, even if Punch is used. Loudness: Added maximum mirror reflection to make the sound more natural (less metalic) and louder. Loudness: Fixed Improved loudness distortion protection artifacts. Loudness: Fixed Very deep bass distortion protection artifacts. Loudness: Removed Allow louder lows slider (no longer needed). Loudness: De-esser: Replaced Allow louder highs by an AGC. Loudness: Added a slider to increase the dynamics of the output (by allowing some more harmonic distortion). Loudness: Added a filter to protect certain sounds (female voices) against vibrating. Loudness: Fixed dynamic Loudness input level behavior of Punch Hard Limit: Added an extra slower Hard Limit phase volume comes up slower when the peaks are really loud. Added Lossy Compression (MP3AACOGG. ) output optimization filter for webradio stations. See this image for a display of the effect of different pre-emphasis values on 128 kbits MP3 files this image displays a frequency analysis (high frequency content means clipping), again 128 kbits MP3, Post Amp at 90. FM Output: Repaired the lowpass filter which sometimes caused artifacts. VST plugin notifies host of the delay. VST plugin: Bypass mode fixed. VST plugin: Removed separate window border, now loading inside host window. VST plugin now also works in mAirList. Improved handling of hiccups in the stand alone version when the CPU load gets very high. Presets: Made Generic and Web Radio presets sound much closer to the sound of modern CDs. Presets: Made FM presets sound much closer to that of popular hardware processors (more bass and highs, among others). Presets: Added new user presets, removed some obsolete ones. Command line version: Files larger than 2 GB can be processed now. Linux version added Both a standard command line version and one with a GUI. Cleaned up unused code: Reduced executable size by around 40, installer by 25. Reduced CPU load by 3-4. Reduced memory usage by over 4 MB (from over 24 MB to under 20 MB). Removed part of Core Duo support from the SSE2 version (no effect on performance, only increased file size). Removed SSE2 support from the SSE version (which was accidentally included in it). Fixed Windows Vista This program might not have installed correctly warning. VISIT SITE button was being redrawn continuously - fixed. SSE (Pentium 3) version: Replaced some generic code by SSE code (70 performance boost). Multiband: Very large differences between equalizer or soft limit settings in the lowest bands are handled correctly now. AGC: Improved handling of sudden spikes. AGC: Remove remaining peaks gives far less artifacts, sounds more stable. AGC: Introducted dynamic hold time to improve control of output level (much closer for tracks with very different dynamics contents). AGC: Fixed bug that could cause strange behavior durig absolute silence. AGC: Added possibility to work on 2 channels combined, instead of just operating on them separately. AGC: Added gating. AGC: Added 3rd band for improved highs control. Noise gate: Disabled 1st band because it caused artifacts. Completely redesigned the processing pipeline to reduce the maximum latency from over 1.5 seconds to at most 0.1 second, with a better sound quality. Made latency configurable in 4 steps: 512 (ca. 13 ms), 1024 (25 ms), 2048 (47 ms) or 4096 (93 ms, best quality) samples. Reduced CPU usage by more than 50. Replaced 3 quality modes (LO, MID, HI) by a continuous slider. Reduced memory usage by 17 MB. Replaced Pre Limiter by an RMS-based 1 or 2-band AGC, which controls the volume much better. Added a Bass Boost filter. Added Phase Rotation filter that greatly improves the sound quality of many difficult sounds (trumpets, female voices) when loud output levels are required. Added a filter that removes any pre-ringing (weird sounds before a sound burst) which was present in older Stereo Tool versions. Improved the Multiband clippers audio quality: Multiband clipping sound much cleaner now. Removed Trumpet sound filter from earlier versions that was intended to improve the quality of certain sounds, but also caused a lot of side effects (no longer needed due to the new phase rotation filter). Removed Multiband HQ mode (no longer needed). Made main window resizable and maximizable. Bug: No 2 Stereo Tool instances can be loaded in a VST engine based using the same Stereo Tool DLL file. A popup now displays this message and gives a workaround. Presets updated (now using Bass Boost and Phase Rotation where appropriate) or added. RDS without stereo no longer generates a 19 kHz pilot tone. In case of FM output, normal output is closer to the FM sound, and the FM sound is clipped better before FM Overdrive - using FM Overdrive now leads to a 3 louder output signal than before with better quality. Input and output volume meters blink in red to indicate clipping if the maximum volume is reached (input) or surpassed (output). Improved performance of waveform and MPX display. Improved dithering (final step in processing): If audio is not changed, dithering doesnt change the sound anymore. Bug fix: VST version now allows opening multiple instances of Stereo Tool (earlier versions crashed). Bug fix: Hangups when playing .WAV or lossless files in Winamp. Bug fix: RDS AF (Alternative Frequencies) was not turned off properly if no frequencies are specified. It might have worked, or no, depending on the receiver. Added warnings about sound quality when latency is reduced or FM pre-emphasis is enabled. Configure Audio and Display button blinks when audio is being removed due to the Clear buffer if no data arrives for setting. Waveform display indicates Bypass mode. Improved looks of tray icon. Bug fix: Bypass all in ASIO mode (stand alone) now works properly. RDS volume adjusted: It was slightly louder than the setting. Loudness: Added yet another filter (Very deep bass distortion protection) to reduce bass distortion and make the total sound cleaner. Loudness: Now bypassing Punch for frequencies below 45 Hz for cleaner output sound. Loudness: Improved handling of female voices and xylophone-on-top-of-low-strings sounds, leading also to an overall more natural sound. Re-organized Loudness window. Should be clearer now. Stereo Boost: Added a filter that removes excessive reverb that occurs in some songs. The result is much closer to the original sound, but still with strongly increased stereo. Bug fix: VST plugin version: Some version 4.00 parameters were not saved. Slightly improved some presets. Loudness: Added a filter to reduce bass distortion. Bass levels can now be set much higher without getting more distortion than before, or kept at the same level for better sound quality. Loudness: Added a deep bass boost filter that boost very low (up to about 70 Hz) bass sounds by about 1.5 dB (at 100 Hz the bass is about 0.8 dB softer though). Loudness: Added a limiter to the CleanPunch filter to remove distortion caused when setting it close to Punch. Moved CleanPunch default setting closer to Punch. Low Quality mode: Changed the processing that is used for low quality mode. Quality is much better than before, and the CPU load is reduced. Low Latency mode: Fixed some issues in the low latency processing. Latency is now approx. 100 ms lower than before, quality is much closer to that of normal latency processing. Noise gate: Noise reduction can now be set for each frequency band. Added a number of presets with more bass. Added Marinos Urban preset to Web Radio presets. Added new stereo widening filter: Stereo Boost. Updated most of the presets to use the new Stereo Boost filter. Reduced the minimum value for the gap detection time. Bug fix: No audio problem unless bypass is used solved. Bug fix: Too long delay in tray icon volume display solved. Improved Hard Compression: Dance presets. Bug fix: Under certain circumstances occasional hangups could occur. That should be solved now. Single core systems were not properly recognized and used code that was optimized for multicore systems. The CPU load on single core systems should be slightly lower now. Loudness filter: Improved the filter that detects high frequency distortion caused by very low frequencies. Low frequencies are now much louder, and distortion is greatly reduced. Loudness filter: Added a slider to choose between clean sound (with ringing artifacts) or punchy, as-close-as-possible to the original sound. Punchy sounds a lot better, but it may introduce some distortion (which is largely solved by the fix on the previous line). When opening a window that was already open, it jumps to the front now. Stereo Tool logo added to the window title bar, also displayed now when using ALT-TAB. Bug fix: Version 4.01 crashed on some Vista systems. Loudness filter: Improved bass sound, especially for high (3.0) Loudness values. Bug fix: VST plugins working again. Interface: When clicking on a panel which window is already open, it jumps to the front. Redesigned the interface. The main window is now smaller and less crowded. Each filter has its own window now, and many values are displayed in dB also. The output displays in the main window are now synchronized to each other, and can be synchronized to the audio player sound card output. Added a fix for the annoying part of the previous song gets played at the start of the next song problem in Winamp. Note that this fix is a workaround for what is essentially a problem of Winamp, and it may not be perfect. Reorganized the Presets pulldown menu, and added the 10 last used preset files to the list. Also the currently selected preset is visible in the Presets pulldown button now. Added more control over how the Loudness filter works. Its now possible to allow more highs or more lows to pass through (this may cause some distortion though). Pre Limiter is now using perceptive volume instead of peak level for much better initial volume control. Added a filter to remove remaining loud peaks after the Pre Limiter filter. The Pre Limiter works with a delay, the new filter is a lookahead filter that removes remaining peaks, which occur mostly at the start of a new track after some silence. Final limiter now has an option to use less CPU power (in that case it doesnt preserve the volume). Added a pre-final limiter filter for loud peaks (the normal Final Limiter is loudness preserving, but it doesnt handle very loud sounds well. This pre-final limiter filter removes those very loud sounds.) Loudness filter: The Loudness filter can now handle much louder peaks than before. This even makes it possible to use the Loudness filter as a limiter. Loudness filter: Loud S sounds now cause far less bass level reduction - so the sound is more stable. Loudness filter: Added a filter that detects and removes high frequency distortion caused by loud deep bass sounds. Loudness filter: Improved the filtering so it sounds smoother now. And with the same settings the sound is slightly louder than before with less artifacts. RDS: Added Now playing support for Winamp plugins without the need to use external files. RDS: Added date and time displays. Improved the HARD LIMIT filter, sound should more consistent (less pumping) now. Included the Singleband Compressor from versions 2.11 and below again. Its available from the Limiting Loudness window. Added some presets made by Vamprecords, SuperH and Bojcha. Added a Bypass all button on the main window. Added FM RDS TA button on the main window so traffic announcements can now be indicated without opening the FM configuration window. Performance: On multicore systems, the processing now uses multiple threads. Some slower AMD dualcore PCs couldnt handle FM output in High quality, now they can. Fixed a bug: The highpass filter seems to have been disabled when Multiband compression is turned on since version 3.50. Fixed a bug that could cause blocks of bad pixels in the user interface. Fixed a bug that caused presets to sound slightly different when they were selected while audio was playing. Fixed a bug: On startup, even if Multiband HQ was ticked Multiband didnt run in HQ mode. Greatly reduced the gaps that occur when switching between presets. Uncoupled screen redraws from processing. This allows Windows to select a different CPU for screen updates on multicore systems, and they might get disabled temporarily on single CPU systems when the load is high. Loudness filter: Louder and more stable bass sound. Soundcard support (stand alone version, Direct Soundcard Output on plugin versions): No more stuttering when the output buffer is empty, instead a short break is inserted such that the buffer is filled again when playback resumes. (No change for ASIO output). Loudness filter: Warmer, louder and more stable sound with deeper bass and cleaner highs. Added wave input and output displays. Added MPX spectrogram display for FM output. Fixed a bug that caused the Loudness filter in Normal quality mode to sound softer ( 0.3 dB for Loudness 4.0). FM transmitter bug fix: In version 3.52 the improved filtering caused RDS reception problems on some (mainly German) FM receivers. Fixed. Stereo widener is now almost as strong as in versions before 3.51, but with far less artifacts than before. Especially low quality MP3s should sound a lot better. FM transmitters: MPX filtering cleaned up further, noise level is now around 90 dB below the actual signal (used to be about 30 dB). Very minor change in pre-filtering steps that should slightly improve the handling of loud high frequencies. FM transmitters: Improved filtering for a cleaner MPX signal. Stereo widener causes less artifacts, but also has a bit less effect. Loudness filter: Recalibrated to achieve a much cleaner and louder sound. Distortion that was still present in version 3.40 is now nearly gone, and values up to 3.00 sound good. Values up to 4.00 are now allowed. Loud highs now have far less effect on the loudness of the other sounds - so it sounds much more stable. Added a filter to improve trumpet sounds. Improved quality and loudness of deep bass sounds. Improved FM pre-emphasis to match the official specification (in older versions the pre-emphasis wasnt strong enough, so this new version sounds brighter.) Volume slider now show both pre-emphasized and de-emphasized output levels. Changed Multiband compressor to get a warmer output sound with lower peak levels. Improved the HARD LIMIT filter to sound cleaner, cause far less pumping, and to achieve a louder output volume. Hard Limit filter is now also used if Direct Sound Card Output is used. Improved the composite limiter filter to cause far less pumping, and to achieve a louder and cleaner output volume. Updated presets, added FM Extreme preset. Improved Lowpass filter to filter closer to the selected lowpass frequency (important for AM presets). Also the filtering quality is now much better - the spectrum above the filtering frequency is now really empty. Bug fix: Fake stereo didnt work in version 3.40 - it does work again now. The CPU load is about 5-10 higher than that of version 3.40 - measured using the FM Loud preset. Loudness filter: Completely rewritten. Now reaches much louder sounds (up to 12 dB) with far less effects on the sound quality. Even notoriously difficult sounds such as xylophones are now handled without introducing distortion. Added FM transmitter calibration. If you are having problems with your FM signal (caused by low quality transmitter equipment, sound card, long cables etc.), you can now configure Stereo Tool to accomodate for that. (On my system, stereo separation is increased by 15 dB after calibrating) Composite limiter now operates at 705.6 or 768 kHz. This removes peaks that were introduced by the lowpass filter of the sound card. Hard limit now operates at 352.8 or 384 kHz. This removes peaks that were introduced by the lowpass filter of the sound card. Removed the Loudness option because it is no longer needed. Tweaked the presets to take advantage of the improved Loudness filter (more punch). The CPU load is roughly identical to that of version 3.30 in Low and Normal quality mode as long as the composite limiter oversampling is not used. And it will be a lot slower on PCs without SSE2 support. Composite limiter added. Gives about 7 (0.5 dB) extra loudness on FM transmitters, without affecting the FM Pilot and RDS signals. . Memory footprint reduced by about 12 MB (3.29 used 34 MB, 3.30 uses 22 MB)
4   เดือน เฉลี่ยเคลื่อนที่ - ตัวอย่างเช่น
Forex- ซื้อขาย   บริษัท